低輸入直流電壓的單級雙向并網(wǎng)變換器設計

王開林，胡昊 ，陳靖，袁輝，史雪梅，王水英

（1.國網(wǎng)蚌埠供電公司，安徽 蚌埠 233000；2.國網(wǎng)安徽省電力公司檢修公司，安徽 蚌埠 233000）

基于電池組的儲能系統(tǒng)（energy storage sys?tem，ESS）由于對能量管理靈活，目前在諸如新能源接入、電力傳動等領(lǐng)域得到了廣泛應用[1-3]。ESS需要及時響應能量需求的變化，即有必要在ESS的電池和電網(wǎng)之間設計雙向變換器，以保證在峰值負載期間和中斷期間平穩(wěn)運行。通常，雙向變換器必須滿足幾個要求[4-5]，包括雙向能量變換能力、高效率、高電能質(zhì)量、高功率因數(shù)（power factor，PF）以及并網(wǎng)后的低總諧波失真（total har?monic distortion，THD）。

圖1為雙向變換器框圖。圖1a為傳統(tǒng)兩級雙向變換器示意圖[6-8]，其中雙向DC/DC和DC/AC變換器都進行高頻功率變換，前者在低電池電壓和高直流鏈路電壓之間執(zhí)行能量轉(zhuǎn)換，后者需將高直流鏈路電壓接入電網(wǎng)。該設計的主要缺點是兩級高頻變換電路需配置龐大的直流鏈路電容器，同時由于兩級高開關(guān)損耗導致了整體效率較低。此外，每級變換都需獨立控制，同時電路復雜度高，成本也較高[9-11]。

圖1 雙向變換器框圖Fig.1 Block diagram of the bidirectional converter

考慮到雙級雙向變換器存在諸多缺點，故研究熱點往單級雙向變換器發(fā)展[12-18]，其框圖如圖1b所示。單級雙向變換器在功率變換控制中只需要單控制器，效率高、功率密度高，成本更具競爭力。同時，單級雙向變換器不需要龐大的直流鏈路電容器，且功率器件更少，系統(tǒng)可靠性更高。文獻[12-14]設計的單級變換器僅具備降壓功能，需要輸入直流電壓達到或超過電網(wǎng)電壓峰值，導致開關(guān)應力較高以及大量電池組串、并聯(lián)以實現(xiàn)輸入高壓，系統(tǒng)可靠性和功率密度降低。文獻[15-18]各自設計了可接入低電池電壓的單級雙向變換器，但存在大量高頻電流紋波，縮短了電池組的壽命[19]，為了抑制高頻電流紋波，電池組可能還需要配合使用電解電容器，進一步增加了系統(tǒng)成本。

本文設計了一種新型單級雙向并網(wǎng)變換器。新型變換器僅需要單個控制器進行單級功率變換控制，可顯著降低功率變換期間的功率損耗。同時，新型變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，具備升壓和降壓功能，不需要輸入電壓覆蓋電網(wǎng)電壓峰值。同時設計了前饋標稱電壓補償器和重復控制算法，實現(xiàn)了較優(yōu)的功率變換控制效果。最后，進行了實驗研究以驗證新型變換器的性能。Ss，4個輔助功率開關(guān)S1～S4，濾波電容Co和濾波電感Lf，磁電感為Lm的變壓器T。Sp和Ss以高頻互補的方式工作，S1～S4則以一個較低的頻率工作。全橋電路不用于功率變換，即S1和S2在電網(wǎng)電壓vg的正半周期期間導通，而S3和S4在vg的負半周期期間導通。全橋電路通過以電網(wǎng)頻率fg的低頻工作方式將整流后的正弦波展開成電網(wǎng)電壓的形式并入電網(wǎng)。Co和Lf構(gòu)成了低通濾波器以降低并網(wǎng)電流中的諧波含量。

1 新型單級雙向變換器的工作原理

圖2為新型單級雙向變換器的電路圖，其包括初級電感Lp，初級電容Cp，2個主功率開關(guān)Sp和

圖2 新型單級雙向變換器電路圖Fig.2 Circuit diagram of the novel single-stage bidirectional converter

本文提出的新型單級雙向變換器可以基于能量流方向進行工作模式的分類，即可分為放電模式和充電模式。在放電模式下，變換器將電能從電池組側(cè)傳輸?shù)诫娋W(wǎng)側(cè)，而充電模式中能量流是相反的。

圖3為不同工作模式下的等效電路。下面將詳述放電模式，因為充電模式是與放電模式完全相反的方式運行的。圖4為放電模式下變換器的主要工作波形。圖3a中Sp導通，電池組能量傳遞到Lp，勵磁電感Lm接收來自Cp的能量。當Sp斷開時，Cp接收在前一時期存儲在Lp中的能量。最后，存儲在Lp和Lm中的能量被傳遞到電網(wǎng)。

圖3 不同工作模式下的等效電路Fig.3 The equivalent circuits under different operating modes

圖4 新型單級雙向變換器的工作波形Fig.4 The operating waves of the new single-stage bidirectional converter

新型單級雙向變換器的工作原理分析基于以下假設：1）功率開關(guān) Sp，Ss以及 S1～S4是理想開關(guān)；2）變換器以單位功率因數(shù)運行；3）主功率開關(guān)Sp，Ss以遠高于電網(wǎng)頻率的工作頻率運行，Co上的電壓vo在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)可以看做為恒定值；4）初級電容Cp的容值足夠大可忽略其相對幅值較小的紋波電壓，初級電容上的電壓vC可以看做為恒定值。

在Sp的導通和關(guān)斷期間，電感電壓vL為

式中：n為匝數(shù)比。

根據(jù)伏秒平衡原理，初級電感器Lp的平均電壓為零，因此放電模式下的電壓變換比可計算如下：

式中：Dp為穩(wěn)態(tài)占空比，即主功率開關(guān)Sp的占空比。

在圖3c、圖3d的充電模式中，次級主功率開關(guān)Ss的導通/斷開狀態(tài)下的電感電壓vL如下所示：

從式（4）可以看出，充電模式下電壓變換比可用伏秒平衡原理來計算。將Sp的占空比定義為穩(wěn)態(tài)占空比Dp時，Ss的占空比為1-Dp，故充電模式下的電壓變換比和式（3）一致。將式（3）重寫為穩(wěn)態(tài)占空比的表達式如下：

從式（3）可計算出電感電流iL如下所示：

全橋電路輸入電流io可用磁化電流im表示為

2 控制器設計

新型單級雙向變換器只有單級功率控制，但需滿足雙向能量流控制，以及并網(wǎng)相關(guān)要求。全橋電路輸入電流io表征了功率流方向、功率大小以及并網(wǎng)電能質(zhì)量。因此需對io進行控制。

變換器中Sp和Ss以比fg高得多的頻率在工作。故一個開關(guān)周期Ts內(nèi)可認為vg是恒定的，并假設vo與vg的絕對值相同。如圖3所示，變換器的兩個工作狀態(tài)為：一是Sp導通和Ss斷開狀態(tài)；二是Sp斷開和Ss導通狀態(tài)。假設主功率開關(guān)Sp的占空比定義為主占空比D，則根據(jù)圖3，可推導開關(guān)周期平均方程如下：

式中：Δim為磁化電流的變化量。

由式（8）可推導出主占空比D的表達式如下：

此外，主占空比D可表示為兩個占空比之和：

式中：ΔD為控制輸出占空比。

聯(lián)立式（5）、式（9）和式（10），得到ΔD為

為了控制io，可使用Δio表示ΔD，而不是使用式（7）中的Δim，具體如下所示：

重復控制器為特定頻率范圍內(nèi)的周期性參考信號提供精確跟蹤。圖5為重復控制器的工作原理圖。

圖5a為重復控制器框圖，圖5b為重復控制器工作示例。重復控制器基于存儲數(shù)據(jù)重復進行相同的任務以改善控制性能，最終可實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤。此外，重復控制器使用相位超前補償算法來補償系統(tǒng)延遲中的相移。

圖5 重復控制器的工作原理Fig.5 The operating principle of the repetitive controller

所開發(fā)的重復控制器Grc（z）如下所示：

式中：kr為重復控制器增益；fg為電網(wǎng)頻率；fsam為采樣頻率；Gf（z）為數(shù)字延遲環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)。

由于系統(tǒng)不確定性，系統(tǒng)延遲和未知擾動很難精確地對Gf（z）進行建模，故本文將Gf（z）表示如下：

式中：m為預測指數(shù)。

此外，增加低通濾波器Q（z）以跟蹤或拒絕特定頻率范圍內(nèi)的周期信號，并保護高頻區(qū)域的控制。Q（z）通常設置為具有零相移的滑動平均濾波器，如下所示：

式中：α0～αi為濾波系數(shù)；p為濾波采樣數(shù)，濾波器設置為一階濾波器。

圖6 新型單級雙向變換器的控制框圖Fig.6 Control block diagram of the new single-stage bidirectional converter

在圖6所示控制器作用下，新型單級雙向變換器可執(zhí)行工作模式無縫切換和精確的參考電流跟蹤控制，并同時抑制由低次諧波引起的干擾。

3 主電路設計

為了推導出電感電流iL（t）和全橋電路輸入電流io（t）的平均值，可忽略變換器損耗并基于單位功率因數(shù)進行瞬時功率p（t）的計算，即p（t）為

式中：Vg，Ig分別為對應于vo（t），io（t）的有效值；Vbat為標稱電池電壓；fg為電網(wǎng)頻率。

iL（t）和io（t）的平均值可用于導出主功率開關(guān)Sp和Ss的峰值電流Ispp和Issp。在所提出的變換器中，設計初級電感Lp、變壓器T的磁化電感Lm和匝數(shù)比n時需考慮減小主功率開關(guān)上的峰值電流和電壓，進而降低開關(guān)損耗。

此外，由于單級雙向并網(wǎng)變換器電路拓撲中變壓器的勵磁電感電流方向始終是固定的，故在同等功率下，變壓器磁芯相對全橋型雙級電路需要更大的體積，但考慮到其電路較為簡單，所用元件較少，故綜合比較，體積還是稍優(yōu)于全橋型兩級變換電路。

表1為主功率開關(guān)Sp和Ss的峰值電流和電壓應力分析表。如表1所示，峰值電流與n，Lp和Lm相關(guān)，峰值電壓與n相關(guān)。

表1 主功率開關(guān)電流和電壓應力分析Tab.1 Current and voltage stresses analysis of the main power switches

圖7為以匝數(shù)比n和總電感L=LpLm/（Lp+Lm）為變量的主功率開關(guān)Sp和Ss的開關(guān)損耗之和變化趨勢圖。由圖7所示，當匝數(shù)比n小于4并逐漸減小時，開關(guān)損耗迅速增加；同時當匝數(shù)比n大于6并逐漸增大時，開關(guān)損耗也呈增加趨勢，故匝數(shù)比n的合理區(qū)間是4～6。而總電感L在超過50 μH后不會對開關(guān)損耗有較大影響，考慮到L較大將導致變壓器和初級電感器較大的體積重量，故Lp和Lm的設計必須綜合考慮開關(guān)損耗和體積重量，選擇L接近50 μH較為合理。此外，Lp在選取時還要滿足將最大紋波電流限制在電池電流峰峰值的20%以下。初級電容器Cp的容值需設計得足夠大，使紋波電壓限制在電池電壓10%以下。

圖7 開關(guān)損耗隨L和n變化圖Fig.7 Diagram of the switching losses with L and n changes

由于所設計的單級雙向并網(wǎng)變換器電路省去了高壓直流母線環(huán)節(jié)，故存在Sp電流應力較大和Ss電壓應力較大。但文獻[12-13]中所設計的單級變換器由于要求其輸入直流電壓達到或超過電網(wǎng)電壓峰值，故使用了大量電池組串聯(lián)以實現(xiàn)輸入高壓，這導致了直流側(cè)開關(guān)管的電壓應力高于本文中Ss的電壓應力，同時盡管電流應力較小，但所用開關(guān)管數(shù)量大于本文中的兩個，故功率密度明顯低于本文中設計的方案。同時，文獻[15]和文獻[16]中所設計的可接入低電壓的單級雙向變換器直流側(cè)所用開關(guān)管電壓應力小于本文中方案，但由于存在大量高頻電流紋波，實際上電流應力會大于本文中的方案。

4 實驗驗證

為了驗證所設計的可接入低直流電壓的單級雙向并網(wǎng)變換器的有效性，開發(fā)了功率為250 W的變換器樣機并開展了相關(guān)實驗，其中主功率開關(guān)采用MOSFET材質(zhì)，控制器基于數(shù)字芯片dsPIC33EP512GM604實現(xiàn)。實驗系統(tǒng)其他參數(shù)為：電網(wǎng)電壓有效值Vg=220 V，額定頻率fg=50 Hz，電池組額定電壓Vbat=48 V，變壓器初級匝數(shù)Np=14，變壓器次級匝數(shù)Ns=63，勵磁電感Lm=56 μH，開關(guān)頻率fs=50 kHz，初級電容Cp=17.6 μF，初級電感Lp=380 μH，濾波電感Lf=400 μH，初級電容Co=800 nF。

圖8為放電模式下主功率開關(guān)Sp，Ss的電壓、電流實驗波形。圖9為滿載工況下的電網(wǎng)電壓vg、并網(wǎng)電流ig實驗波形。圖9a中vg和ig是同相的，ig的THD=3.69%；圖9b中vg和ig是反相的，ig的THD=4.12%。圖9中的并網(wǎng)電流過零點有畸變，對電流控制有一定的影響，這是因為所設計電路拓撲中的全橋電路不進行高頻功率變換，而只是進行電流改向使用，故這是提高變換效率難以避免的，但并網(wǎng)電能質(zhì)量總體是符合電網(wǎng)相關(guān)標準要求的。

圖8 放電模式下主功率開關(guān)的電壓和電流波形Fig.8 Voltage and current waves of the main power switch in discharge mode

圖9 滿載工況下的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形Fig.9 Grid voltage and grid-connected current waves under full load condition

圖10為放電模式和充電模式下電網(wǎng)電壓和電池電流實驗波形。由圖10可知，電池組電流存在兩倍頻的電流紋波，根據(jù)文獻[1-3]的研究，此低頻紋波電流會影響電池組壽命，故進一步的研究方向是考慮對此低頻電流紋波進行抑制。

圖10 電網(wǎng)電壓和電池電流實驗波形Fig.10 Experimental waves of the grid voltage and battery current

圖11為在放電模式下出現(xiàn)輸入電壓、電網(wǎng)電壓擾動時的實驗結(jié)果。

圖11 放電模式下電壓擾動時的實驗結(jié)果Fig.11 Experimental results of voltage perturbations in discharge mode

圖11a中輸入電壓從40 V上升至56 V，而圖11b中電網(wǎng)電壓有效值從200 V增加至240 V，兩種情況下，所設計的控制器均能快速響應，穩(wěn)定住并網(wǎng)電流。圖12為變換器從放電模式切換至充電模式時的實驗波形，從電網(wǎng)電壓vg和并網(wǎng)電流ig的波形可看出，所設計的變換器不同模式之間是可以無縫切換的。

圖12 變換器模式切換實驗結(jié)果Fig.12 Experiment results of the converter with mode switching

圖13為不同工況下測得的功率轉(zhuǎn)換效率結(jié)果，效率由數(shù)字功率計（Yokogawa WT130）測量。

圖13 變換器效率測試結(jié)果Fig.13 Efficiency test results of the converter

表2為不同方案下變換器效率對比結(jié)果。與傳統(tǒng)雙級變換器[20-21]的效率對比，數(shù)據(jù)顯示由于傳統(tǒng)雙級變換器具有兩級功率變換，并具有更多的功率開關(guān)器件，故難以實現(xiàn)整體提高效率。

表2 效率對比結(jié)果Tab.2 Efficiency comparison results

5 結(jié)論

為了實現(xiàn)儲能系統(tǒng)高效并網(wǎng)，提出了一種可接入低直流電壓的高效率單級雙向并網(wǎng)變換器，同時開展了變換器的主電路和控制器設計，完成了相關(guān)實驗，現(xiàn)總結(jié)主要結(jié)論如下：

1）所設計的雙向并網(wǎng)變換器包含直流變換電路和全橋電路，但只有前者進行高頻功率變換實現(xiàn)升壓和降壓，整個變換器系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)簡單，可覆蓋峰值電網(wǎng)電壓，無需較高的直流電壓，提高了電池組壽命和功率密度。

2）控制器基于前饋標稱電壓補償器和重復控制算法實現(xiàn)，前者減輕了電網(wǎng)電流控制負擔，后者確保了精確的電流參考值跟蹤控制。

3）實驗結(jié)果表明，新型單級雙向并網(wǎng)變換器相對于傳統(tǒng)雙級變換器具有更高的效率，且控制性能優(yōu)良。

4）需要進一步研究的內(nèi)容為對變換器中存在的低頻電流紋波進行抑制，以及進行更高功率等級的實驗驗證。