單極性電流控制半橋電壓平衡電路研究

張先進，吳迪

（1.江蘇工程職業(yè)技術(shù)學(xué)院江蘇省風(fēng)光互補發(fā)電工程技術(shù)研發(fā)中心，江蘇 南通 226007；2.江蘇海洋大學(xué)電子工程學(xué)院，江蘇 連云港 222005）

微型直流電網(wǎng)是一種非常有效的直流輸電系統(tǒng)，它能夠?qū)⑿履茉春蛢δ軉卧扔袡C組網(wǎng)，向用戶提供高質(zhì)量的電能[1-9]。微型直流電網(wǎng)常采用兩線制輸電方式，電網(wǎng)中只有一個母線電壓。因此，為了滿足用戶端不同用電設(shè)備對輸入電壓的需求，通常要在用戶端構(gòu)造一根中線將此母線電壓轉(zhuǎn)變成兩個等級相同或不同的直流電壓[5-9]。

能夠?qū)崿F(xiàn)該功能的變換器常有半橋電壓平衡電路[5-8]和雙降壓半橋電壓平衡電路[9]等。半橋電壓平衡電路除了應(yīng)用在微型直流電網(wǎng)[5-7]或單相整流供電系統(tǒng)[8]之中，還可以平衡串聯(lián)電容或電池組電壓[10]。半橋電壓平衡電路如圖1所示。

圖1 半橋電壓平衡電路Fig.1 The balancing circuit with half-bridge voltage

圖1中電感電流iL平均值等于兩個不平衡負載（R1，R2）電流之差。為了簡化控制，半橋電壓平衡電路常采用互補驅(qū)動[6-8，10]。圖2為互補驅(qū)動雙極性電感電流 iL和 S1，S2驅(qū)動 Ugs1，Ugs2波形。由圖2可知不平衡負載電流差值小時，電感電流運行在雙極性條件下，半橋電壓平衡電路輸入和輸出端之間存在無功電流交換。

圖2 互補驅(qū)動時雙極性電感電流和驅(qū)動波形Fig.2 Bipolar inductor current and driving signals under complementary driving method

文獻[9]從半橋電壓平衡電路存在的潛在直通和無功電流等角度出發(fā)，研究了雙降壓半橋電壓平衡電路，并通過適當(dāng)?shù)目刂剖姑恐浑姼兄须娏鞣謩e單極性運行。但是，與半橋電壓平衡電路相比，該電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、所需器件較多、成本較高。

為了充分利用半橋電壓平衡電路結(jié)構(gòu)特點，并消除無功電流，本文研究了一種半橋電壓平衡電路的單極性電流控制方法，并詳細分析在此方法下的工作原理。最后，進行了仿真和實驗驗證。

1 半橋電壓平衡電路和單極性控制方法

1.1 電路結(jié)構(gòu)

半橋電壓平衡電路如圖1[5-8]所示，它由半橋拓撲、串聯(lián)輸出電容C1和C2等組成，結(jié)構(gòu)十分簡單。圖1中，R1，R2為兩個不平衡負載所對應(yīng)的等效電阻；LN為中線。因此，在辦公等場合與大地相連的中線能夠大大地提高可靠性[5-9]。在實際應(yīng)用中，根據(jù)需要圖1中uC1可以等于uC2也可以不等于uC2[5]。在互補驅(qū)動時，當(dāng)不平衡負載電流之差較小時電感電流雙極性運行，波形如圖2所示。

1.2 單極性電流控制方法

電流單極性控制等數(shù)電路如圖3所示。以uC1=uC2為控制目標(biāo)的電感電流iL單極性工作基本思路：電感電流iL平均值IL大于零時，S1工作、S2不工作（見圖3a）；電感電流平均值IL小于零時，S2工作、S1不工作（見圖3b所示）。這樣，圖1就可以工作在類似于兩個Buck電路情況下，避免了電感電流在開關(guān)周期內(nèi)可能出現(xiàn)圖3雙極性情況。其控制原理框圖如圖4所示。

圖3 電流單極性控制等效電路Fig.3 Equivalent circuit under a unipolar current control method

圖4 單極性電流控制原理框圖Fig.4 Diagram of the proposed unipolar current control

圖4中輸入電壓uin一半作為輸出電壓uC2圖4參考值，ugs1和ugs2分別是開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動信號。為了避免S1和S2頻繁地切換，采用滯環(huán)比較器，死區(qū)是為了避免S1和S2切換時出現(xiàn)的直通危險。

結(jié)合圖3和圖4，穩(wěn)態(tài)時基本原理描述如下：

1）當(dāng)不平衡負載R1＞ R2（負載電流iR1＜ iR2）時，負載處在不平衡狀態(tài)，電壓調(diào)節(jié)器輸出為正值，S1工作、S2不工作；輸入電壓uin通過電感L向負載R2提供不平衡負載電流差值（iR2-iR1），即電感電流iL的平均值IL大于零。

式中：T為開關(guān)周期。

2）當(dāng)不平衡負載R1＜ R2（負載電流iR1＞ iR2）時，負載處在不平衡狀態(tài)，電壓調(diào)節(jié)器輸出為負值，S2工作、S1不工作；輸入電壓uin通過電感L向負載R1提供不平衡負載電流差值（iR2-iR1），電感電流iL的平均值IL小于零。

3）當(dāng)不平衡負載R1=R2時，負載處在平衡狀態(tài)，電感電流iL的平均值IL近似為零。這與Buck變換器工作在空載時情況類似。

根據(jù)前文所述，電感電流平均值IL大于零時，電流單極性控制的波形如圖5所示（電感電流平均值IL小于零的波形圖在此忽略）。根據(jù)單極性電感電流iL情況，電感電流平均值IL大于零又分為：電感電流iL連續(xù)模式（CCM，不平衡負載電流差值大，圖5a所示）和斷續(xù)模式（DCM，不平衡負載電流差值小，圖5b所示）。

圖5 電感電流平均值IL大于零時單極性電感電流和驅(qū)動波形圖Fig.5 Unipolar inductor current and driving signals under the inductor current average value IL＞0

對比圖2和圖5b，可以看出：

1）不平衡負載電流差值小時，單極性電流控制下電感電流是單極性的，輸入和輸出端之間不存在無功電流；

2）互補驅(qū)動時電感電流是雙極性的，輸入和輸出端之間存在無功電流。

2 工作原理分析

根據(jù)前面的基本原理描述，依據(jù)電感電流平均值的情況，電路工作過程具體分為IL大于零、IL小于零和IL等于零三種狀態(tài)。下面僅對IL大于零狀態(tài)進行分析，其他情況不再贅述。

為了簡化分析，假設(shè)所有器件均為理想器件，電容C1，C2相等且為無窮大；電路工作在穩(wěn)態(tài)，即電容電壓uC1=uC2。

下面僅分別對電感電流平均值IL大于零時，CCM和DCM下半橋電壓平衡電路的工作原理進行分析。

2.1 電感電流iL連續(xù)模式

電感電流iL在連續(xù)模式下的主要驅(qū)動信號和電感電流波形如圖5a所示，其等效電路如圖6所示。

圖6 電感電流連續(xù)時等效電路Fig.6 Equivalent circuits under CCM

1）模態(tài)1[t1—t2]：此時，S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷（見圖5a和圖6a）。在t1時刻之前S1關(guān)斷，電流iL通過S2的體二極管D2續(xù)流。在t1時刻開通S1，電流iL將從D2切換到S1。在電感L上電壓uL=uin-uC2=uC1的作用下，電感電流iL開始線性上升。該過程持續(xù)到t2時刻關(guān)斷S1為止。

2）模態(tài)2[t2—t3]：此時，S1，S2關(guān)斷，D2導(dǎo)通（見圖5a和圖6b）。在t2時刻關(guān)斷S1，電流iL將再次從S1切換到D2續(xù)流。在這一模態(tài)中，電感上電壓uL=-uC2，電感電流iL從最大值開始線性下降，直到t3時刻再次開通S1為止。

從t3時刻起，進入下一個工作周期。

由于穩(wěn)態(tài)時uC1=uC2，所以根據(jù)伏秒積平衡原理，由式（3）和式（4）可以得到下式：

式中：D為S1的占空比。

顯然，這與Buck變換器工作在CCM模式時輸入輸出關(guān)系一致。

2.2 電感電流iL斷續(xù)模式

電感電流iL斷續(xù)模式狀態(tài)下主要驅(qū)動信號和電感電流波形如圖5b所示，其等效電路如圖6和圖7所示。

圖7 電感電流斷續(xù)時模態(tài)3等效電路Fig.7 Equivalent circuits of mode 3 under DCM

1）模態(tài)1[t1—t2]：此時，S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷（見圖5b和圖6a）。在t1時刻之前由于電流iL為零，所以在t1時刻開通S1是零電流開通。在電感L電壓uL=uin-uC2=uC1作用下，電流iL從零開始線性上升。該過程一直持續(xù)到t2時刻關(guān)斷S1為止。

2）模態(tài)2[t2—t3]：此時，S1，S2關(guān)斷，D2導(dǎo)通（見圖5b和圖6b）。在t2時刻關(guān)斷S1，電流iL將從S1切換到D2續(xù)流。在電感L電壓uL=-uC2作用下，電流iL開始線性下降，直到t3時刻電流iL下降至零為止。

3）模態(tài) 3[t3—t4]：此時，S1，S2關(guān)斷（見圖5b和圖7）。從t3時刻起，所有功率器件都沒有電流流過。直到t4時刻再次開通S1，進入下一個開關(guān)周期。

由于穩(wěn)態(tài)時uC1=uC2，所以根據(jù)伏秒積平衡原理，可以得到下式：

顯然，這與Buck變換器工作在DCM模式時輸入輸出關(guān)系一致。

3 仿真與實驗

3.1 仿真分析

仿真條件：開關(guān)頻率約25 kHz，L=230 μH，C1=C2=470 μF，死區(qū)近似為 2 μs，輸入電壓360 V。

圖8為電感電流平均值IL大于零時仿真圖，圖9為電感電流平均值IL小于零時仿真圖。其中，圖8a、圖8b中負載電流分別為iR1=2.8 A，iR2=6.2 A和iR1=1 A，iR2=13.4 A；圖9a和圖9b中負載電流分別為iR1=5.0 A，iR2=2.4 A和iR1=12.8 A，iR2=2.2A。

由圖8、圖9可見，在不同負載條件下，仿真結(jié)果與前面的分析是一致的。

圖8 電感電流平均值IL大于零仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results under IL＞0

圖9 電感電流平均值IL小于零仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results under IL＜0

3.2 實驗分析

為了驗證前面的分析，進行實驗驗證，主要參數(shù)與仿真參數(shù)一致。其中，S1和S2分別采用SPW47N60C3半導(dǎo)體，電感采用EE55鐵氧體，C1和C2為470 μF的電解電容。

圖10為電感電流平均值IL大于零時主要實驗波形圖。其中，圖10a為uC1=180.3V，uC2=180.1V，iR1=2.8 A和iR2=6.2 A時，電感電流iL斷續(xù)實驗波形；圖10b為uC1=180.3 V、uC2=180.0 V，iR1=1.0 A和iR2=13.4 A時，電感電流iL連續(xù)實驗波形。圖11為電感電流平均值IL小于零時實驗波形圖。其中，圖11a為uC1=180.1 V，uC2=179.9 V，iR1=5.0 A，iR2=2.4 A時，電感電流iL斷續(xù)實驗波形；圖11b為uC1=179.8 V，uC2=180.0 V，iR1=12.8 A，iR2=2.2 A時，電感電流iL連續(xù)實驗波形。

圖10 電感電流平均值大于零實驗波形Fig.10 Experiment results under ILabove zero

圖11 電感電流平均值小于零實驗波形Fig.11 Experiment results under ILbelow zero

由圖10、圖11可見，不論不平衡負載電流|iR2-iR1|偏差如何，電感電流都是單極性的。因此，輸入和輸出端不存在無功電流交換問題。

圖12和圖13分別為負載R1和R2電流突變時實驗波形。圖12中負載電阻R2電流iR2=1.20 A不變，負載電阻R1電流iR1在1.0～7.5 A之間變化時實驗波形。同時測出iR1=1.0 A時輸出電壓uC1=179.7 V，uC2=179.9 V，iR1=7.5 A時輸出電壓uC1=179.5 V，uC2=179.6 V。圖13為負載R1電流iR1=1.2 A不變，負載電阻R2電流iR2在0.0～5.0 A之間變化時實驗波形。同時測出iR2=0.0 A時輸出電壓uC1=179.7 V，uC2=180.1 V，iR2=5.0 A時輸出電壓uC1=179.4 V，uC2=179.7 V。

圖12 負載R1電流iR1突變實驗波形圖Fig.12 Experimental waveforms under transiently changing iR1

圖13 負載R2電流iR2突變實驗波形圖Fig.13 Experimental waveforms under transiently changing iR2

由圖12，圖13可以看出在負載突變時，輸出電壓仍然能夠很好地平衡輸入電壓，但是輸出電壓有明顯的尖峰。這可以通過優(yōu)化參數(shù)來減少尖峰。

下面給出不同負載和輸入電壓下實驗數(shù)據(jù)。電感電流平均值IL大于零和小于零的實驗數(shù)據(jù)如表1，表2所示。

表1 電感電流平均值IL大于零實驗數(shù)據(jù)Tab.1 Experimental data under ILabove zero

表2 電感電流平均值IL小于零實驗數(shù)據(jù)Tab.2 Experimental data under ILabove zero

從表1和表2可以看出：在不同輸入電壓和負載情況下，單極性電流控制半橋電壓平衡電路能夠很好地實現(xiàn)輸出電壓均衡。

從仿真和實驗結(jié)果也可以看出：在單極性電流控制方法下，當(dāng)電感電流平均值大于零時，S1工作、S2不工作；反之，S2工作、S1不工作；由于電感電流是單極性的，所以在任何情況下輸入和輸出端之間都不存在無功電流流動問題；在負載突變時，也能夠很好地實現(xiàn)輸出電壓均衡。

4 結(jié)論

半橋電壓平衡電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低，但是在互補驅(qū)動時，輸入和輸出端之間可能存在無功電流問題。因此，本文研究了一種半橋電壓平衡電路單極性電流控制方法，從而實現(xiàn)半橋電壓平衡電路中電感電流在任何情況下都能單極性運行，輸入和輸出端之間不存在無功電流。文中對其原理進行詳細的分析。仿真和實驗結(jié)果表明半橋電壓平衡電路在電感電流單極性運行控制方法下能夠很好地實現(xiàn)輸出電壓均衡功能。