基于反激式變換器的鋰電池組主動(dòng)均衡電路

嚴(yán) 聰, 莫易敏*, 熊 巍,2

(1.武漢理工大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院, 武漢 431600； 2.湖北工程學(xué)院機(jī)械工程學(xué)院, 孝感 432000)

隨著能源需求與環(huán)境污染問(wèn)題的加劇,能量密度高、循環(huán)使用壽命長(zhǎng)、自然放電率低、無(wú)記憶效應(yīng)的鋰電池應(yīng)用越來(lái)越廣泛[1-2]。然而由于鋰電池單體容量小,電壓低,需將多節(jié)單體電池串聯(lián)和并聯(lián)構(gòu)成電池組以滿足實(shí)際使用需求[3-5]。由于現(xiàn)有的電池制造技術(shù)難以保持電池單體使用性能的一致性,且使用環(huán)境等影響因素會(huì)加劇不一致性[6],從而降低鋰電池組能量利用率,嚴(yán)重時(shí)甚至?xí)斐砂踩珕?wèn)題。因此,需設(shè)計(jì)均衡系統(tǒng),對(duì)鋰電池進(jìn)行均衡控制,提高鋰電池組單體電池間的一致性[7-8],增加電池組的循環(huán)使用壽命,并提高其工作的安全可靠性。

目前鋰電池組的均衡電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可分為能量耗散型均衡(被動(dòng)均衡)與非耗散型均衡(主動(dòng)均衡)[9-10]。文獻(xiàn)[11]采用主被動(dòng)均衡混合方式,可實(shí)現(xiàn)電池組均衡,但均衡時(shí)間長(zhǎng)且被動(dòng)均衡會(huì)導(dǎo)致能量損耗,降低能量利用率。文獻(xiàn)[12]提出基于多電感的均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),能量只能在相鄰單體間轉(zhuǎn)移,需通過(guò)多次能量轉(zhuǎn)移實(shí)現(xiàn)電池組均衡,均衡時(shí)間長(zhǎng)。文獻(xiàn)[13]提出一種混合式均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),底層采用雙向Buck-Boost電路,頂層采用反激式變換器電路,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單但均衡效率較低。參考文獻(xiàn)[14-16]提出基于單電感或單DC-DC變換器或單電容的均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),可實(shí)現(xiàn)電池組和單體電池間的能量交換,但均衡時(shí)間長(zhǎng),效率低。文獻(xiàn)[17]提出一種基于附加電源的均衡電路,其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單但均衡時(shí)負(fù)載電壓會(huì)有波動(dòng),且不適用于鋰電池組靜置或充電狀態(tài)。文獻(xiàn)[18]采用同芯多繞組結(jié)構(gòu),可實(shí)現(xiàn)非相鄰單體能量轉(zhuǎn)移,但均衡效率低耗時(shí)長(zhǎng)。

鑒于目前鋰電池組主動(dòng)均衡多采用相鄰單體間能量轉(zhuǎn)移或單體與電池組間能量轉(zhuǎn)移方式,所用均衡時(shí)間長(zhǎng),為有效改善均衡效率,綜合上述多種均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),提出一種基于反激式變換器的均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),以耦合電感作為儲(chǔ)能元件,高能量電池單體通過(guò)均衡模塊將能量轉(zhuǎn)移至其余電池單體。反激式變換器自身電氣隔離,各均衡模塊可同時(shí)工作。結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,易于實(shí)現(xiàn)模塊化且能快速實(shí)現(xiàn)均衡是其主要優(yōu)點(diǎn),并通過(guò)建模仿真驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性及高效性。

1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

提出的基于反激式變換器的鋰電池組均衡拓?fù)渲饕伤墓?jié)單體電池、4組耦合電感及若干金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)組成,其均衡拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 基于反激式變換器的均衡電路Fig.1 Equalization circuit based on flyback converter

圖1中，BT1、BT2等表示電池單體,S1、S2等表示MOSFET管,Li,j(i=1,2,3,4;j=1,2)表示第i組耦合電感,j=1時(shí)為原邊繞組,j=2時(shí)為副邊繞組。該均衡電路共有4個(gè)均衡模塊,耦合電感L1,1與L1,2構(gòu)成均衡模塊1,可實(shí)現(xiàn)BT1與BT2-BT2-BT4之間的能量交換；耦合電感L2,1與L2,2構(gòu)成均衡模塊2,可實(shí)現(xiàn)BT2與BT3-BT4之間的能能量交換；耦合電感L3,1與L3,2構(gòu)成均衡模塊3,可實(shí)現(xiàn)BT3與BT1-BT2之間的能量交換；耦合電感L4,1與L4,2構(gòu)成均衡模塊4,可實(shí)現(xiàn)BT4與BT1-BT2-BT3之間的能量交換。反激式變換器本身可以實(shí)現(xiàn)電氣隔離,且各均衡模塊有對(duì)應(yīng)繞組,所形成的充放電回路是相互獨(dú)立的,多個(gè)模塊可以同時(shí)進(jìn)行均衡,能夠有效提高均衡效率。

1.2 均衡拓?fù)涔ぷ髟?/h3>

基于反激式變換器的鋰電池組均衡拓?fù)涞木饽K基本工作原理如圖2所示。圖2中，BTH和BTL分別表示高能量電池單體和低能量電池單體,以電池組由BTH向BTL充電為例進(jìn)行說(shuō)明:開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通、S2斷開(kāi),電流從BTH流出,經(jīng)變換器的原邊繞組L1回到BTH負(fù)極,由于S2斷開(kāi),副邊回路中無(wú)電流,BTH釋放電能轉(zhuǎn)換為磁能存儲(chǔ)在耦合電感中。開(kāi)關(guān)管S1和S2均斷開(kāi)時(shí),原邊繞組L1內(nèi)電流消失,副邊繞組通過(guò)續(xù)流二極管與電池BTL形成回路,變換器中的磁能轉(zhuǎn)換為電能釋放,給BTL充電。

反激式變換器工作模式可分為斷續(xù)電流模式(DCM)和連續(xù)電流模式(CCM):連續(xù)模式下峰值電流小,平均電流大,開(kāi)關(guān)管損耗小,但原邊電感過(guò)大會(huì)影響負(fù)載電流變化響應(yīng)速度,且系統(tǒng)不穩(wěn)定；斷續(xù)模式下,副邊峰值電流大約為連續(xù)模式電流的2～3倍,對(duì)負(fù)載電流變化響應(yīng)速度更快且系統(tǒng)非常穩(wěn)定[19]。因此,所設(shè)計(jì)反激式變換器工作模式為斷續(xù)電流模式。反激式變換器拓?fù)淙鐖D3所示,VH、VL表示高能單體電壓和低能單體電壓,L1、L2為一組耦合電感。工作在斷續(xù)電流模式下流過(guò)耦合電感原邊、副邊繞組的電流波形圖如圖4所示。圖4中，i1和i2表示流過(guò)L1和L2的電流,I1max和I2max表示其最大值。

設(shè)耦合電感原邊繞組與副邊繞組的匝數(shù)為N1和N2其匝比為N1∶N2=1∶1,原邊繞組勵(lì)磁電感(L1)與副邊繞組勵(lì)磁電感(L2)的大小均為L(zhǎng)m,開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)頻率為f,占空比為D,周期為T。開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通至DT時(shí)刻,此時(shí)原邊繞組電流線性上升,S1關(guān)斷后,副邊繞組電流線性下降,下降至Te(Te≤T)時(shí)刻,電流降為0。

圖2 均衡模塊工作原理圖Fig.2 Working principle diagram of the balance module

圖3 反激式變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Flyback converter topology

圖4 耦合電感原邊、副邊繞組電流波形圖Fig.4 Coupling inductance primary and secondary current waveform

當(dāng)0≤t≤DT時(shí):

(1)

當(dāng)DT≤t≤Te時(shí):

(2)

當(dāng)t=DT時(shí),原邊繞組電流值與副邊繞組電流均達(dá)到最大,可分別表示為

(3)

(4)

當(dāng)t=Te時(shí),i2(Te)=0時(shí)可得

(5)

因此有

(6)

1.3 均衡拓?fù)淇刂撇呗?/h3>

在均衡電路控制中,常用均衡變量有鋰電池單體電壓、電池荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)以及電池容量。以鋰電池單體荷電狀態(tài)SOCi(i=1,2,3,4)作為均衡變量,均衡開(kāi)啟條件為

Δ=max{SOCi}-min{SOCi}>0.05

(7)

式(7)中：Δ表示電池組中最高能量單體與最低能量單體間的SOC差值。若滿足式(7),則開(kāi)啟均衡,比較相鄰單體間的SOCi,以下列策略進(jìn)行均衡。

比較SOC1與SOC2:若SOC1>SOC2,S1工作,BT1給BT2-BT3-BT4充電；若SOC1

比較SOC2與SOC3:若SOC2>SOC3,S3與S5工作,BT2給BT3-BT4充電,BT1-BT2給BT3充電；若SOC2

比較SOC3與SOC4:若SOC3>SOC4,S7工作,BT1-BT2-BT3給BT4充電；若SOC3

2 仿真試驗(yàn)結(jié)果及分析

為驗(yàn)證所建立的基于反激式變換器的鋰電池組均衡電路的可行性與高效性,將其與傳統(tǒng)的多電感均衡電路和基于雙層Buck-Boost均衡電路進(jìn)行仿真對(duì)比。傳統(tǒng)多電感均衡電路拓?fù)淙鐖D5所示,以電感作為儲(chǔ)能元件,可實(shí)現(xiàn)相鄰單體電池間的能量轉(zhuǎn)移；基于雙層Buck-Boost均衡電路拓?fù)淙鐖D6所示,分為內(nèi)層均衡電路和外層均衡電路,其以兩個(gè)單體電池為一組,內(nèi)層通過(guò)電感實(shí)現(xiàn)組內(nèi)相鄰單體電池間的能量轉(zhuǎn)移,外層通過(guò)電感實(shí)現(xiàn)組間電池組能量轉(zhuǎn)移。

圖5 傳統(tǒng)多電感均衡電路Fig.5 Traditional multi-inductor equalization circuit

圖6 雙層Buck-Boost均衡電路Fig.6 Double-layer Buck-Boost equalization circuit

在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型,單體電池標(biāo)準(zhǔn)電壓為3.7 V,容量為2 Ah,4個(gè)單體的荷電狀態(tài)SOC初始值分別為90%、85%、80%、75%,單體電池容量為2 Ah,分別對(duì)鋰電池組靜置、以0.3 ℃倍率充電和以0.6 ℃倍率放電三種狀態(tài)進(jìn)行仿真。仿真時(shí),各電感、耦合電感允許最大電流不超過(guò)6 A。各均衡電路元件主要參數(shù)分別如表1所示。

2.1 靜置狀態(tài)仿真及過(guò)程分析

靜置狀態(tài)下3種均衡電路的SOC隨時(shí)間變化曲線圖如圖7所示。仿真結(jié)果表明,3種均衡電路均能實(shí)現(xiàn)鋰電池組在靜置狀態(tài)下的均衡,均衡時(shí)間分別為158.711、458.152、232.050 s。

表1 各均衡電路元件主要參數(shù)表

圖7 靜置狀態(tài)下SOC變化曲線Fig.7 SOC change curve under static state

由圖7可知,3種均衡電路在靜置狀態(tài)下的過(guò)程分析可知:對(duì)于基于反激式變換器的均衡電路,在0～61 s內(nèi),4個(gè)均衡模塊同時(shí)工作,能量快速?gòu)腂T1、BT2轉(zhuǎn)移至BT3、BT4；61～150 s內(nèi),均衡模塊1、4工作,BT2與BT3可等效于靜置,能量從BT1轉(zhuǎn)移至BT4,由于仍有兩個(gè)模塊同時(shí)工作,此時(shí)仍可保持較高均衡效率；150～159 s內(nèi),均衡模塊1工作,能量由BT1轉(zhuǎn)移至BT2、BT3和BT4,此時(shí)由于4個(gè)單體SOC差異很小,因此,盡管均衡效率有所下降,但均衡耗時(shí)短。

對(duì)于傳統(tǒng)多電感均衡電路,0～240 s內(nèi),3個(gè)電感同時(shí)工作,可等效于能量從BT1轉(zhuǎn)移至BT4,由于能量只能單向傳遞且經(jīng)過(guò)了3次轉(zhuǎn)移,因此均衡效率低,此過(guò)程中BT2與BT3的SOC因轉(zhuǎn)移過(guò)程中的能量損耗略有下降；240～458 s內(nèi),3個(gè)電感均工作,此時(shí)等效于將BT1、BT2中能量較高者轉(zhuǎn)移至BT3、BT4中的能量較低者,由于BT1與BT2交替向低能量單體充電,因此均衡效率降低、耗時(shí)長(zhǎng)。

對(duì)于雙層Buck-Boost均衡電路,在0～120 s內(nèi),3個(gè)電感同時(shí)工作,此時(shí)可等效于能量從BT1轉(zhuǎn)移至BT4,由于BT1可通過(guò)內(nèi)層和外層均衡來(lái)轉(zhuǎn)移能量,因此相較于傳統(tǒng)多電感均衡電路均衡效率有所提高；120～232 s內(nèi),電感L3工作及外層均衡電路工作,能量從BT1-BT2轉(zhuǎn)移至BT3-BT4,由于能量只經(jīng)過(guò)一次傳遞,因此其均衡效率相較于傳通過(guò)電感電路較高。

2.2 充電狀態(tài)仿真及過(guò)程分析

以0.3 C倍率給電池組充電狀態(tài)下3種均衡電路的SOC隨時(shí)間變化曲線圖如圖8所示。仿真結(jié)果表明,3種均衡電路均能實(shí)現(xiàn)鋰電池組在充電狀態(tài)下的均衡,均衡時(shí)間分別為158.325、454.688、230.996 s。

圖8 充電狀態(tài)下SOC變化曲線Fig.8 SOC change curve under charging state

由圖8可知,3種均衡電路在充電狀態(tài)下的過(guò)程分析如下。對(duì)于基于反激式變換器的均衡電路,在0～58、58～149、149～158 s 3個(gè)時(shí)間段內(nèi)4個(gè)均衡模塊的工作狀況與上述靜置狀態(tài)時(shí)工作狀況一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行充電,在58～149 s內(nèi)BT2和BT3的SOC持續(xù)上升。對(duì)于傳統(tǒng)多電感均衡電路,在0～240、240～455 s兩個(gè)時(shí)間段內(nèi)各電感的工作狀況與上述靜置狀態(tài)時(shí)工作狀況一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行充電,在0～240 s內(nèi)BT2和BT3的SOC持續(xù)上升；240～455 s內(nèi),BT1、BT2的均衡放電電流與充電電流大小相等,因此其SOC基本不變。對(duì)于雙層Buck-Boost均衡電路,在0～119、119～231 s時(shí)間段內(nèi)各電感的工作狀況與靜置狀態(tài)時(shí)保持一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行充電,在0～191 s內(nèi),BT2和BT3的SOC持續(xù)上升；119～231 s內(nèi)BT1和BT2的均衡放電電流大于充電電流,因此SOC持續(xù)下降。

圖9 放電狀態(tài)下SOC變化曲線Fig.9 SOC change curve under discharging state

2.3 放電狀態(tài)仿真及過(guò)程分析

以0.6C倍率給電池組放電狀態(tài)下3種均衡電路的SOC隨時(shí)間變化曲線圖如圖9所示。仿真結(jié)果表明,三種均衡電路均能實(shí)現(xiàn)鋰電池組在放電狀態(tài)下的均衡,均衡時(shí)間分別為159.799、461.618、233.328 s。

由圖9可知,3種均衡電路在放電狀態(tài)下的過(guò)程分析可知，對(duì)于基于反激式變換器的均衡電路,在0～58、58～151、151～160 s時(shí)間段內(nèi)4個(gè)均衡模塊的工作狀況與上述靜置狀態(tài)時(shí)工作狀況一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行放電,在58～151 s內(nèi)BT2和BT3的SOC持續(xù)上升。

對(duì)于傳統(tǒng)多電感均衡電路,在0～243、243～462 s兩個(gè)時(shí)間段內(nèi)各電感的工作狀況與上述靜置狀態(tài)時(shí)工作狀況一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行放電,在0～243 s內(nèi)BT2和BT3的SOC持續(xù)下降；243～462 s內(nèi),BT3、BT4的均衡充電電流小于放電電流,因此其SOC持續(xù)下降。

對(duì)于雙層Buck-Boost均衡電路,在0～121、121～233 s時(shí)間段內(nèi)各電感的工作狀況與靜置狀態(tài)時(shí)保持一致。此時(shí)由于對(duì)電池組進(jìn)行放電,在0～191 s內(nèi),BT2和BT3的SOC持續(xù)下降；119～231 s內(nèi)BT3和BT4的均衡放電電流略大于充電電流,因此SOC基本保持不變。

2.4 結(jié)果分析

由上述3種均衡電路在靜置、充電、放電狀態(tài)下的仿真結(jié)果及過(guò)程分析可知,3種均衡電路均能實(shí)現(xiàn)電池組均衡功能,降低單體電池間的差異性。從而避免某一優(yōu)先充滿能量或優(yōu)先釋放完能量而導(dǎo)致的整個(gè)電池組無(wú)法繼續(xù)充電或放電的狀況發(fā)生。

且提出的基于反激式變換器均衡電路相較于傳統(tǒng)多電感電路和基于雙層Buck-Boost均衡電路,其在整個(gè)均衡過(guò)程中均衡充放電電流最大。因此,在整個(gè)均衡過(guò)程中,基于反激式變換器的均衡電路均衡效率最高,基于雙層Buck-Boost均衡電路均衡效率次之,傳統(tǒng)多電感均衡電路均衡效率最低。

3種電路在電池組處于不同狀態(tài)時(shí),所用均衡時(shí)間均有差別。相較于靜置狀態(tài),在充電狀態(tài)下3種電路的均衡時(shí)間均有所縮短,分別為0.386、3.464、1.054 s。造成這種差異的原因是對(duì)電池組充電會(huì)使得單體電池電壓上升,從而使得均衡電流變大,提高均衡效率。但因?yàn)榫鈺r(shí)間短,電壓上升幅度較小,因此這種差異不大。在放電狀態(tài)下3種電路的均衡時(shí)間均有所增加,分別為1.088、3.466、1.278 s。造成這種差異的原因是對(duì)電池組放電會(huì)使得單體電池電壓下降,從而使得均衡電流減小,降低均衡效率。但因?yàn)榫鈺r(shí)間短,電壓下降幅度較小,因此這種差異不大。

3 結(jié)論

(1)介紹了基于反激式變換器的均衡電路,以耦合電感作為儲(chǔ)能元件,對(duì)該電路進(jìn)行了工作原理分析,并制定相應(yīng)控制策略。同時(shí),對(duì)反激式變換器工作單電流斷續(xù)模式下進(jìn)行了分析。

(2)搭建了均衡電路仿真模型,對(duì)鋰電池組靜置、充電及放電三種狀態(tài)進(jìn)行仿真,驗(yàn)證了該均衡電路及控制策略的可行性。將其與傳統(tǒng)多電感均衡電路和基于雙層Buck-Boost均衡電路對(duì)比,仿真結(jié)果表明在三種狀態(tài)下所提出的均衡拓?fù)潆娐匪镁鈺r(shí)間最短,效率最高。