基于反激拓撲的超低紋波雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計

金陽 李浩

（中國電子科技集團公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

1 引言

隨著商業(yè)衛(wèi)星、天地一體化概念的提出和發(fā)展，星載設(shè)備中電子系統(tǒng)性能不斷提高和功率需求不斷增大。尤其在星載激光探測、激光雷達等對噪聲比較敏感的電子系統(tǒng)中，對電源輸出的紋波電壓提出了更高要求，提升電子系統(tǒng)的性能和探測精度。同時，該類系統(tǒng)中存在大量的雙路正負供電需求，且對于電源的體積和重量均有嚴格要求[1]。

目前，在輸出紋波電壓要求較高的應(yīng)用中，電源多采用LDO線性穩(wěn)壓實現(xiàn)超低紋波電壓輸出，但LDO線性穩(wěn)壓電路存在轉(zhuǎn)換效率低的缺點，僅適合小功率輸出。結(jié)合采用共模和差模濾波電路的電源可有效減少輸出紋波電壓，但濾波電路的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，需要體積較大的共模電感，小型化設(shè)計難度較大。因此，針對航天、航空等領(lǐng)域的應(yīng)用需求，本文基于反激拓撲設(shè)計雙路直流輸出電源，具有拓撲結(jié)構(gòu)簡單、尺寸小、重量輕、可靠性高等優(yōu)點，實現(xiàn)了32V～50V直流電壓輸入，±40V/0.26A超低紋波雙路直流電壓輸出。為抑制反激電源不同負載條件下的輸出紋波電壓，本文對反激電路工作模式、變壓器、輸出濾波電路進行分析和設(shè)計，并通過理論分析和實驗驗證電路設(shè)計的正確性和可行性。同時，為了保證雙路電源具有更強的環(huán)境適應(yīng)能力和高可靠性，采用厚膜混合集成工藝制作該電源，使其能夠在-55℃～125℃溫度范圍正常工作。

2 反激電路工作模式對紋波電壓的影響

單端反激電路拓撲的結(jié)構(gòu)具體如圖1所示。通過在變壓器T1磁芯間引入氣隙使其磁化電感作為功能電感，實現(xiàn)隔離和傳遞存儲能量的作用。

圖1：反激電路拓撲

初級開關(guān)管Q1開通時，次級整流二極管D1被反向偏置，能量無法傳遞到次級。通過磁化電感的電流im以斜率Vin/Lm增加，此時，能量存儲在變壓器T1的勵磁電感中；開關(guān)管Q1關(guān)斷時，次級電流is流入整流管D1，使D1導(dǎo)通，輸出電壓Vo通過繞組匝數(shù)為Np：Ns的變壓器實現(xiàn)反向，并將負電壓施加到磁化電感Lm上，磁化電流im以斜率（-Vo*Ns/Np）/Lm下降。隨著im線性減小，導(dǎo)通時間內(nèi)變壓器T1積累的能量被傳遞到輸出電容和負載。

當流過次級電感的電流is較大，在開關(guān)管Q1截止期間沒有下降到零時，下一工作周期就已經(jīng)開始，初級電流ip的前沿就會出現(xiàn)階梯，表明反激變換器工作于CCM模式。主要波形圖如圖2所示。

圖2：CCM模式反激變換器波形圖

根據(jù)變壓器次級電感上的電流is是否出現(xiàn)斷續(xù)，可以將反激變換器的工作模式分為連續(xù)工作模式（CCM）、斷續(xù)工作模式（DCM）、和臨界模式（BCM）三種。相比DCM模式，CCM模式反激變換器具有：

（1）在同等功率等級的情況下，峰值電流是DCM模式的30%～50%；

（2）輸出整流管關(guān)斷瞬間產(chǎn)生的輸出電壓尖峰較小，有利于減少RFI問題[2]。因此，本文設(shè)計的雙路輸出反激變換器采用CCM工作模式，有利于減小輸出紋波電壓。

3 CCM模式反激變壓器設(shè)計

本文設(shè)計的±40V/0.26A雙路輸出反激變換器原理圖如圖3所示，由初級繞組Np，次級繞組Ns1、Ns2，反饋繞組Na，輔助供電繞組Nb組成。除實現(xiàn)傳輸能量、電壓轉(zhuǎn)換與電氣隔離功能外，還需實現(xiàn)次級反饋電路輔助供電、初級控制電路輔助供電等功能，影響反激變換器的性能。

圖3：雙路輸出電路圖

3.1 變壓器匝數(shù)比

假設(shè)正常工作時電流流經(jīng)開關(guān)管及取樣電阻時導(dǎo)通壓降為Vdson，每一路整流管正向?qū)▔航禐閂f1和Vf2，根據(jù)反激變換器原理，輸入電壓最小時，占空比最大，變壓器匝數(shù)比N為：

式中，Vin(min)為最小輸入電壓，Dmax為最大占空比[3]。

為提升反激變換器轉(zhuǎn)換效率，通過在開關(guān)管Q1關(guān)斷期間對輔助繞組Na和Nb兩端電壓進行采樣輸出輔助供電電壓，啟動后由兩個輔助繞組Na和Nb分別為PWM芯片和反饋電路供電。因此，變壓器輔助繞組設(shè)計時，應(yīng)根據(jù)PWM控制器的供電電壓和反饋電路供電電壓進行設(shè)計，根據(jù)式（2）和（3），輔助繞組與次級繞組的匝數(shù)比為：

3.2 確定初級電感量Lp與圈數(shù)Np

對于CCM模式的反激變換器，當輸入電壓變化時，變換器可能存在CCM模式和DCM模式轉(zhuǎn)換，因此需在最惡劣條件下設(shè)計變壓器初級電感Lp，即由式（4）確定：

式中，fs為工作頻率（單位：Hz）；KRF為電流紋波系數(shù)。設(shè)計CCM模式的反激變換器，KRF的取值一般為0.4～0.8即可，本文取KRF=0.8。

最小輸入電壓時，由下式確定反激變壓器初級的圈數(shù)Np為：

式中，Idspeak為初級峰值電流（單位：A），Ae為磁芯截面積（單位：m2），ΔBm為磁通密度（單位：T）。

在CCM模式下，計算反激變壓器的次級電感LS，即由式（6）確定：

通過計算，反激變壓器的次級電感LS取值為28uH。

4 超低輸出紋波電壓設(shè)計

±40V/0.3A雙路輸出電源要求輸出紋波電壓小于萬分之五，即40V輸出紋波電壓峰峰值不大于25mV，工作頻率為360kHz。

為滿足以上超低輸出紋波電壓設(shè)計要求，需要對反激變換器次級濾波電路參數(shù)進行核算，并根據(jù)計算結(jié)果確定是否增加額外的濾波電路衰減輸出紋波電壓。

計算反激變壓器次級電感的紋波電流ΔI，由式（7）確定：

假設(shè)次級未加LC濾波電路，變壓器次級電感上的紋波電流等于次級濾波電容上的紋波電流。計算次級濾波電容上的紋波電壓ΔV為25mV時所需的輸出電容CL容值，由式（8）計算[4]：

式中，RESR為輸出電容等效串聯(lián)電阻（單位：Ω），選用ESR值小的陶瓷電容。

通過計算，可得每一路的輸出電容C1、C2均至少為52uF，對于星載電源，需要考慮電容耐壓滿足Ⅰ級降額設(shè)計，輸出40V至少選用100V耐壓的陶瓷電容。該類陶瓷電容的選型難度大，一般采用多個陶瓷電容并聯(lián)實現(xiàn)。多個電容并聯(lián)影響電源體積，不利于小型化。因此，在電源的輸出增加LC濾波電路，其原理圖如圖4所示，C3和C4分別兩路輸出的濾波電容，L為雙路輸出耦合濾波電感。

圖4：次級濾波電路圖

在LC濾波電路前的陶瓷電容C1和C2均設(shè)計選取尺寸2220、容值10uF、耐壓100V的多層片式陶瓷電容。通過查閱手冊和核算，該陶瓷電容ESR產(chǎn)生的紋波電壓約為133.3mV。

雙路輸出耦合濾波電感采用Φ5磁環(huán)，采用雙線并繞的方式，取每一路LC濾波電感值均為1uH；每一路的濾波電容均選擇0.47uF/100V的多層片式陶瓷電容,查閱手冊確認電容的ESR約為40mΩ，通過式（9）計算LC濾波后的衰減倍數(shù)，LC濾波電路的簡化傳遞函數(shù)如下：

計算可得LC濾波器衰減后輸出紋波電壓為ΔVo=2.36mV＜25mV，符合設(shè)計要求。

5 仿真與實驗

通過Saber軟件仿真驗證基于反激拓撲的超低紋波雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計方案的正確性和可行性，仿真參數(shù)如表1所示：

表1：仿真電路參數(shù)

圖5和圖6為超低紋波雙路輸出DC/DC變換器輸出紋波電壓和輸出電壓啟動的波形圖。由圖5看出，反激拓撲CCM模式時，輸出電路增加LC濾波電路，仿真得到輸出紋波電壓為25mV。由圖6看出，雙路輸出電壓啟動波形單調(diào)無過沖。

圖5：輸出紋波電壓仿真波形圖

圖6：輸出電壓啟動波形圖

圖7和圖8是根據(jù)表1所列參數(shù)實際搭建的模擬實驗電路波形，具體實驗結(jié)果與理論、仿真分析結(jié)果滿足設(shè)計要求。

圖7：輸出紋波電壓實驗波形圖

圖8：輸出電壓啟動實驗波形圖

6 結(jié)論

本文提出了一種基于反激拓撲的超低紋波雙路輸出DC/DC變換器設(shè)計方案，通過反激電路工作模式、變壓器、輸出電感設(shè)計，大幅衰減雙路輸出紋波電壓至14mV，實現(xiàn)了電源的超低紋波雙路輸出，提升電源輸出的品質(zhì)和可靠性，并實現(xiàn)了電源小型化。仿真和實驗結(jié)果驗證了技術(shù)方案的正確性，電源應(yīng)用前景廣闊，已經(jīng)獲得批量訂貨。