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    基于非完美功率域非正交多址接入網(wǎng)絡(luò)的上行鏈路低功耗研究

    2021-02-25 08:49:12任桂山吳冕澤陳學(xué)梅李紅艷
    計算機應(yīng)用與軟件 2021年2期
    關(guān)鍵詞:發(fā)射功率實時性解碼

    任桂山 吳冕澤 陳學(xué)梅 蘇 鋒 李紅艷

    1(中國石油大港油田公司采油工藝研究院 天津 300280)2(中國石油大學(xué)(北京)信息科學(xué)與工程學(xué)院 北京 102249)

    0 引 言

    工業(yè)無線網(wǎng)絡(luò)中,傳感器通常被用來部署以感知周圍環(huán)境,定時采集數(shù)據(jù),通過無線網(wǎng)絡(luò)將參數(shù)匯集到基站進(jìn)行分析處理,從而有效地應(yīng)對工業(yè)生產(chǎn)中的各種事件。不同于移動通信網(wǎng)絡(luò),工業(yè)無線網(wǎng)絡(luò)更加側(cè)重于上行鏈路。其特點主要是數(shù)據(jù)包很小,上傳請求次數(shù)頻繁。工業(yè)無線網(wǎng)絡(luò)對上傳實時性需求較高,數(shù)據(jù)包能否及時上傳反映了系統(tǒng)感知緊急事件的敏感性。隨著互聯(lián)網(wǎng)時代的到來,未來工業(yè)無線網(wǎng)絡(luò)面臨諸多挑戰(zhàn):高頻譜效率、高連接數(shù),以及超低延遲和功耗[1]。

    傳統(tǒng)的多址接入技術(shù),在頻域、時域和碼域?qū)τ脩暨M(jìn)行復(fù)用,但其基于正交資源的特性會導(dǎo)致頻譜利用率較低。時分復(fù)用(Time Division Multiple Access,TDMA)可以將接入延遲限制在一定范圍內(nèi),但其一個時刻只允許接入一個用戶,無法滿足未來網(wǎng)絡(luò)高連接以及低延遲的需求。因此,開發(fā)新型多址接入技術(shù)顯得至關(guān)重要,受到了學(xué)界和業(yè)界的較大關(guān)注。

    近年來,功率域非正交多址接入(Power Domain Non-orthogonal Multiple Access, PD-NOMA)受到了人們的關(guān)注[2-4]。它突破了傳統(tǒng)復(fù)用方式的限制,可以支持同一時刻同一空間在相同頻段多個發(fā)送節(jié)點,極大增加了用戶設(shè)備的接入密度。同時,通過設(shè)計相應(yīng)的協(xié)議,可以縮短用戶設(shè)備接入時延。

    PD-NOMA的兩個關(guān)鍵技術(shù)是功率域復(fù)用和串行干擾抵消(Successive Interference Cancellation, SIC)。PD-NOMA利用用戶之間的自然信道條件差異或發(fā)送端非均勻功率分配來實現(xiàn)資源的非正交復(fù)用[5-6]。PD-NOMA在發(fā)送端采用功率域疊加編碼,主動引入干擾信息,基站采用SIC進(jìn)行多用戶檢測,可以達(dá)到更高的頻譜利用效率,在有限的資源下增大終端的接入密度。SIC接收器從混合信號解碼最大功率信號,并將其分離,對剩余的混合信號重復(fù)此過程,從而解碼所有用戶。解碼過程中干擾主要來自兩方面:一方面,功率較小的信號會對期望信號產(chǎn)生直接干擾;另一方面,由于幅度估計不準(zhǔn)等,信號分離并不能完全徹底,會導(dǎo)致分離出的信號部分殘留,影響解碼,這就是非完美SIC。Xu等[7]研究了完美SIC下的功率最優(yōu)研究。本文考慮非完美干擾取消的情況,即殘差不為0,主要源自非完美的幅度估計和相位估計。本文探討的殘差與信號接收功率呈線性關(guān)系,即一個用戶信號的接收功率為p,干擾取消之后造成的殘差為εp,ε為殘差系數(shù)。

    圖1 上行鏈路SIC原理

    值得注意的是,PD-NOMA克服干擾需要巨大的能耗,這是由SIC功率域復(fù)用所決定的,因而低功耗調(diào)度算法顯得尤為重要。對于非完美功率域非正交多址接入,在滿足用戶SINR的約束條件下,本文提出了一種基于功耗最優(yōu)的資源分配方法。通過定義功率閾值向量,將該問題解耦為用戶調(diào)度和功率分配問題,使原始問題轉(zhuǎn)換成一個完全平衡二部圖最大匹配問題,使用KM算法求解最優(yōu)化問題。

    1 系統(tǒng)模型

    考慮一個簡易的非正交多址接入網(wǎng)絡(luò),存在n個單天線傳感器設(shè)備u1,u2,…,un和一個單天線基站BS?;狙b備一個k-SIC接收器,最多可以同時支持k個用戶接入。基于SIC迭代解碼原理,如果干擾取消之后每個用戶的SINR都不小于解碼閾值γ,接收器可以同時解碼k路信號,實現(xiàn)k路并行傳輸。

    以幀為單位對時間進(jìn)行劃分,一幀又被劃分為多個時槽。每個用戶在一幀內(nèi)僅被調(diào)度一次,所有傳感器設(shè)備的發(fā)送速率及數(shù)據(jù)包大小都一樣,一個數(shù)據(jù)包在一個時槽內(nèi)被發(fā)送完成。如圖2所示,網(wǎng)絡(luò)包含三個用戶,一幀分為2時槽,每個用戶選擇合適功率在一幀內(nèi)調(diào)度一次。

    圖2 系統(tǒng)模型

    用戶ui到基站之間的信道增益記為Gi,發(fā)射功率是pi,則接收功率是GiPi。同時假設(shè)信道增益在一幀內(nèi)是固定不變的,本文采用如下信道增益模型:

    CG=-20logf-26logd+19.2

    (1)

    式中:f是信號頻率,單位為MHz;d代表終端與基站之間的歐氏距離,單位為m。

    定義1非完美k-SIC實時性最小功耗調(diào)度(Real-time Minimal Power Scheduling for Imperfect k-SIC, RMPSI-kSIC)。在給定實時性需求L時槽的前提下,為尋求上行鏈路的最小功率調(diào)度,對該網(wǎng)絡(luò)做如下假設(shè):

    (1)n個用戶在一幀內(nèi)僅被調(diào)度一次;

    (2) 幀長(時槽總數(shù))不能超過實時性要求L;

    (3) 每個用戶的SINR都必須不小于解碼閾值。

    形式化如下:

    (2)

    s.t.FL(S)

    0≤|S[j]|≤kj=1,2,…,L

    式中:S代表用戶調(diào)度策略;pi代表用戶ui的發(fā)射功率;S[j]代表在第j個時槽內(nèi)調(diào)度的所有用戶;Ii代表用戶ui節(jié)解碼時所遭受的干擾,如果用戶的發(fā)射功率已知,Ii顯然取決于用戶調(diào)度策略;L是時槽總數(shù),代表實時性需求;n0為噪聲功率。

    由于本文致力于將系統(tǒng)功耗最小化,故對用戶的最大發(fā)射功率不做約束。

    定義2r路并行傳輸最小功率分配(Minimal Power Allocating for r Parallel Transmitters, MPArPT)。上行網(wǎng)絡(luò)中由r個用戶u1,u2,…,ur和k-SIC接收機組成,信道增益分別為G1,G2,…,Gr。我們分別用p1,p2,…,pr代表r個用戶的發(fā)射功率。r個用戶同時傳輸,保證可解碼的前提下即信噪比都大于解碼閾值,使得用戶的總功率和最小。

    將該問題形式化如下:

    (3)

    pi≥0i=1,2,…,r

    (4)

    定理1當(dāng)r個用戶的發(fā)射功率和最優(yōu),接受功率必然符合PTVI-r。

    定理2當(dāng)r≥2時,當(dāng)且僅當(dāng)εδr<1,PTVI-r存在。

    MPArPT解決了單時槽下,用戶調(diào)度策略確定時,r路并行用戶的功率分配問題。下面考慮多時槽下的聯(lián)合調(diào)度問題。

    定理3如果n≤kL, RMPSI-kSIC的最優(yōu)功耗調(diào)度策略是:

    (1) 任一時槽的用戶數(shù)目為「n/L」或?n/L」;

    (2) ?n/L」并行用戶時槽有L「n/L?-n,「n/L?并行用戶時槽有L-L「n/L?+n。

    證明:根據(jù)鴿巢原理,對最優(yōu)功率調(diào)度策略,若一個時槽S1用戶數(shù)少于?n/L」,必然存在一個時槽S2用戶大于「n/L?。根據(jù)引理1和引理3可知,如果將S2中的一個用戶放入S1,新調(diào)度策略的總功耗也必然小于原先的調(diào)度策略,這與原調(diào)度策略的最優(yōu)性相矛盾。同理可證不存在用戶數(shù)多于「n/L?的時槽。確定時槽類型后,假設(shè)有m個「n/L?時槽,因為m?n/L」+(L-m)「n/L?=n,則m=L「n/L?-n。定理3得證。

    2 最優(yōu)算法設(shè)計

    基于PTVI和定理2,將問題轉(zhuǎn)換成求解完全二部圖的最大權(quán)匹配。

    算法1RMPSI-kSIC的最優(yōu)化算法

    輸入:n,k,L。

    輸出:最優(yōu)的調(diào)度策略。

    1. 構(gòu)建一個完全二部圖GH(n,k,L),左部包括n個節(jié)點,右部包括L「n/L?-n個?n/L」節(jié)點和L-L「n/L?+n個「n/L?節(jié)點;

    2. 計算PTVI-「n/L?, PTVI-?n/L」作為接受功率;

    3. 根據(jù)pr=Gipt,計算發(fā)射功率,將-pt+M賦給對應(yīng)邊權(quán)重;

    4. 尋找該圖的最大權(quán)匹配;

    5. 最大權(quán)匹配映射為發(fā)送節(jié)點的功率調(diào)度策略。

    二部圖左部n個節(jié)點代表網(wǎng)絡(luò)中的n個傳感設(shè)備,右部節(jié)點代表相對應(yīng)的時槽。算法1中第1行構(gòu)建的是一個完全平衡二部圖,第2行到第3行設(shè)置邊相應(yīng)權(quán)重。M是一個最大整數(shù)值,確保邊的權(quán)重為正值。定理4顯示了該策略是最優(yōu)的調(diào)度。通過一個如圖3所示的例子來簡要說明。網(wǎng)絡(luò)存在5個用戶,實時性需求L為2,并發(fā)支持?jǐn)?shù)k為3。為圖片清晰起見,將邊權(quán)值省略。

    圖3 n=5,L=2,k=3例子

    定理4當(dāng)且僅當(dāng)εδ「n/L?<1,算法1輸出RMPSI-kSIC的最優(yōu)解。

    證明:二部圖中GH(n,k,L)、(ui,Thj)表示用戶ui在第h個時槽被調(diào)度。任何滿足定理3的策略都可以映射為GH(n,k,L)的最大匹配,反之亦然。根據(jù)定理1設(shè)置最優(yōu)的發(fā)射功率,求得所有用戶的最小功率和。

    3 實 驗

    本文考慮一個簡易網(wǎng)絡(luò),包含30個傳感節(jié)點和1個基站?;颈环胖迷谝粋€120米長的正方形中心區(qū)域,用戶隨機均勻分布于整個網(wǎng)絡(luò)?;诖诉M(jìn)行一系列實驗探究功率消耗與實時性,解碼閾值,噪聲密度以及殘差系數(shù)的關(guān)系。實驗的默認(rèn)參數(shù)設(shè)定如下:噪聲功率譜密度為-169 dBm/Hz,信道帶寬為200 kHz, 因此噪聲為-116 dBm. 頻率為2.4 GHz,解碼閾值為2,殘差系數(shù)ε為0.01。

    3.1 功率消耗與實時性需求

    本次實驗采用系統(tǒng)默認(rèn)參數(shù),觀察用戶功耗與實時性之間的關(guān)系?;谝?和定理3,如果實時性需求更加嚴(yán)格,即可調(diào)度的時槽數(shù)更小,則總功耗更大。實驗分別探究k分別為1、2、3、4時幀長從嚴(yán)格到寬松的情況。

    總功耗與實時性關(guān)系如圖4所示??梢钥吹剑偣碾S著幀長的遞增指數(shù)遞減。直觀上理解,這與PTVI-r等比數(shù)列有關(guān),且四條曲線出現(xiàn)重合。這說明總功耗主要取決于實時性需求,與k值沒有明顯關(guān)系。另一方面,對于典型的k值,功率消耗是可以接受的,例如:k=3,L=10時,功耗大約為0.05 mW,這在實際的工業(yè)生產(chǎn)中是可以接受的。

    圖4 總功耗與實時性關(guān)系

    3.2 功率消耗與解碼閾值,環(huán)境噪聲和殘差系數(shù)

    本實驗將揭示總功耗與閾值之間的關(guān)系,其他參數(shù)設(shè)置為默認(rèn)值。解碼閾值分別采用1.5、2、2.5時的具體關(guān)系如圖5所示。相對應(yīng)地將殘差系數(shù)設(shè)為0、0.01、0.02、0.05、0.1,討論分析殘差對網(wǎng)絡(luò)性能的影響,如圖6所示。噪聲功率密度為-169 dBm/Hz、-171 dBm/Hz、-173 dBm/Hz的實驗結(jié)果如圖7所示。

    圖5 閾值對總功耗影響

    圖6 閾值對總功耗影響

    圖7 閾值對總功耗影響

    可以看到,總功耗與閾值、噪聲功率密度和殘差系數(shù)之間呈正相關(guān)。為了克服殘差和噪聲的干擾,用戶必須采用更高的功率,這也與實際相符。

    4 結(jié) 語

    SIC技術(shù)作為新型多址接入技術(shù),可以有效提高頻譜利用率,降低接入時延,但功耗問題是一個弊端。本文針對非完美功率域NOMA,致力于探究上行傳輸功耗與實時性需求之間的均衡,從功率分配和用戶調(diào)度進(jìn)行聯(lián)合優(yōu)化,提出了功耗最優(yōu)算法。仿真結(jié)果表明,實時性需求對功耗有著主要影響。用戶需要采用額外功率克服殘差系數(shù)、噪聲功率對信號的干擾。

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