一種原邊反饋的反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

詹天文 張瑞偉 聶金銅 張穎超

摘 要：反激轉(zhuǎn)換器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于隔離式小功率電源中。采用TL431（或穩(wěn)壓管）和光耦或增加變壓器繞組的反饋控制方式限制了反激轉(zhuǎn)換器體積的進(jìn)一步減小。本文基于凌特公司（編者注：已被ADI收購(gòu)）的LT8302設(shè)計(jì)了一個(gè)具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，輸入電壓范圍DC～18 ～ 32 V，輸出電壓DC50.1 V±，最大輸出電流2.5 A，外形尺寸（WL H××）為27 mm 27 mm 10 mm××。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小和效率高的特點(diǎn)。

關(guān)鍵詞：反激轉(zhuǎn)換器；原邊反饋；LT8302；同步整流

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，開關(guān)電源因具有效率高、體積小、質(zhì)量輕等優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備[1-3]。在各種開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、低成本的反激轉(zhuǎn)換器通常是隔離式小功率應(yīng)用場(chǎng)合的首選電路拓?fù)?。傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器一般采用TL431（或穩(wěn)壓管）和隔離光耦配合，或增加一個(gè)變壓器繞組的次級(jí)反饋控制方式，具有穩(wěn)壓精度高的優(yōu)點(diǎn)[4-6]。但是，由于采用元件較多，這種反饋方式限制了傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器在對(duì)體積和成本有嚴(yán)格要求場(chǎng)合的應(yīng)用。因此，為了進(jìn)一步減小體積，降低成本，利用原邊反饋的反激變壓器受到了廣泛關(guān)注[7-9]。本文基于凌特公司的LT8302設(shè)計(jì)了一個(gè)多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，其輸入電壓范圍DC 18 ～ 32 V（），輸出電壓DC 50.1 V（）±，最大輸出電流2.5 A。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小和效率高的特點(diǎn)。

1 反激轉(zhuǎn)換器的反饋控制原理

反激轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞幕驹頌椋涸陂_關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸入電能量轉(zhuǎn)換為磁能量經(jīng)變壓器初級(jí)電感儲(chǔ)存在磁芯中，在開關(guān)關(guān)斷時(shí)，變壓器次級(jí)電感將儲(chǔ)存的磁能量轉(zhuǎn)換為電能量傳遞到輸出端。根據(jù)開關(guān)過(guò)程中變壓器所存儲(chǔ)的磁能量是否完全傳遞到輸出端，反激轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞墓ぷ髂Ｊ娇梢苑譃殡娏鲾嗬m(xù)模式（DCM）和電流連續(xù)模式（CCM）[10-11]?？刂齐娐吠ㄟ^(guò)檢測(cè)輸出狀態(tài)，調(diào)整開關(guān)導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。隔離反激轉(zhuǎn)換器的反饋控制技術(shù)可以分為原邊反饋和副邊反饋兩種方式。

1.1 副邊反饋技術(shù)

副邊反饋技術(shù)原理如圖1所示，通常采用光電耦合器和三端穩(wěn)壓器TL431（或穩(wěn)壓管）組合，將檢測(cè)到的輸出電壓反饋到原邊控制電路，進(jìn)而控制原邊功率管的開關(guān)動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)定的電壓。常用的UC384X和TOPSWITCH系列芯片均采用這種反饋控制方式，通過(guò)將取樣電壓轉(zhuǎn)換為光耦二極管側(cè)的電流，進(jìn)而控制光耦三極管的導(dǎo)通程度，將輸出電壓反饋回控制芯片，控制開關(guān)管的開通與關(guān)斷。在這種控制方式中，光耦的響應(yīng)時(shí)間和線性度直接影響到輸出電壓的穩(wěn)壓精度。

1.2 原邊反饋技術(shù)

與副邊反饋技術(shù)直接取樣輸出電壓不同，原邊反饋反激轉(zhuǎn)換器直接通過(guò)變壓器的初級(jí)電感獲取輸出電壓?；驹硎窃陂_關(guān)管關(guān)斷時(shí)檢測(cè)開關(guān)管漏極電壓，從而取樣到輸出電壓。由于開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的漏極電壓是由輸入電壓、輸出反激電壓和漏感尖峰電壓組成，直接處理有一定難度，常通過(guò)引入輔助繞組，檢測(cè)輔助繞組的電壓來(lái)取樣輸出電壓。其工作原理如圖2所示。

根據(jù)負(fù)載狀態(tài)的不同，LT8302可以控制反激轉(zhuǎn)換器在打嗝模式、斷續(xù)模式和準(zhǔn)諧振邊界模式工作，以提高能量轉(zhuǎn)換效率。當(dāng)負(fù)載電流大時(shí)，反激轉(zhuǎn)換器在準(zhǔn)諧振邊界模式工作，芯片的邊界檢測(cè)器檢測(cè)到次級(jí)電流為0，且電壓諧振到谷值時(shí)導(dǎo)通內(nèi)部開關(guān)M1。在這種模式下，開關(guān)頻率將隨著負(fù)載電流的增加而減小。隨著負(fù)載電流的減小，開關(guān)頻率將不斷增加，為了防止因開關(guān)頻率過(guò)高而引起的開關(guān)和驅(qū)動(dòng)損耗增加，芯片將限制開關(guān)頻率最大為380 kHz，從而控制轉(zhuǎn)換器在斷續(xù)模式工作。當(dāng)負(fù)載電流進(jìn)一步減小，芯片將控制開關(guān)頻率進(jìn)一步減小，最低可到12 kHz，從而控制轉(zhuǎn)換器在打嗝模式工作。

2 電路設(shè)計(jì)

基于LT8302的反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1所示。

在輸入電壓為額定24 V時(shí)，反激轉(zhuǎn)換器輸出波形如圖6所示，圖中（a）、（b）、（c）波形1分別為負(fù)載電流為0、1.5 A、2.5 A時(shí)開關(guān)管M1的DS電壓波形；波形2為對(duì)應(yīng)負(fù)載電流下的輸出電壓紋波。從圖中可以看出，在對(duì)應(yīng)負(fù)載電流下，反激轉(zhuǎn)換器分別在打嗝模式、斷續(xù)模式和準(zhǔn)諧振邊界模式下工作，輸出電壓紋波峰-峰值最大為40 mV。圖6（d）為負(fù)載電流為2.5 A時(shí)，同步整流MOSFET的GS（波形1）和DS（波形2）波形。

分別測(cè)試了該轉(zhuǎn)換器在輸入電壓為18 V、24 V和32 V，負(fù)載電流分別在0.5 A、1 A、1.5 A、2 A、2.5 A時(shí)的能量轉(zhuǎn)換效率，然后擬合曲線，結(jié)果如圖7所示。在通常情況下，該轉(zhuǎn)換器的能量效率能夠達(dá)到80%以上。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文基于LT8302設(shè)計(jì)了一個(gè)具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉(zhuǎn)換器，其輸入電壓范圍DC 18 ～ 32 V（），輸出電壓DC 50.1 V（）±，最大輸出電流2.5 A。該轉(zhuǎn)換器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小、效率高的特點(diǎn)。

參考文獻(xiàn)：

[1] 沙占友，王彥明，馬紅濤，等.開關(guān)電源優(yōu)化設(shè)計(jì)[M].北京：中國(guó)電力出版社，2012.

[2] MANIKTALA S.精通開關(guān)電源設(shè)計(jì)[M].王志強(qiáng)，等，譯.北京：人民郵電出版社，2008.

[3]張純亞，何林，章治國(guó).開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展綜述[J].微電子學(xué)，2016， 46（2）：255-260.

[4] 劉武祥，金星，劉群.基于UC3842的反激式開關(guān)電源的控制環(huán)路設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2007，46（8）：163-165.

[5] PANOV Y， JOVANOVIC M M.Small-signal analysis and control design of isolated power supplies with optocoupler Feedback[J].IEEE Trans.Power Electron.，2005，20（4）：823-832.

[6] 龍偉華，徐軍，張俊偉，等.基于TOP245Y芯片的反激式多路開關(guān)電源設(shè)計(jì)[J].電測(cè)與儀表，2014，51（18）：80-84.

[7] ZHANG J，ZENG H，JIANG T.A primary-side control scheme for high-power-factor LED driver with TRIAC dimming capability[J].IEEE Transactions on Power Electron ics，2012，27（11）：4619-4629.

[8] WU C N，CHEN Y L，CHEN Y M.Primary-side peak current measurement strategy for high-precision constant output current control[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30（2）：967-975.

[9] XU Y，CHANG C，BIAN B，et al.A high-precision constant current primary side controller with inductance compensation[C].Telecommunications Energy Conference， IEEE，2016.

[10] ABRAHAM I.PRESSMAN，BILLINGS K，et al.Switching Power Supply Design[M].3rd ed.USA：The McGraw-Hill Companies.2009.

[11] 孟建輝，劉文生.反激式變換器轉(zhuǎn)換器DCM與CCM模式的分析與比較[J].通信電源技術(shù).2010，27（6）：34，35.

[12] Analog Device Corporation.LT8302 42VIN Micropower No-Opto Isolated Flyback Converter with 65V/3.6A Switch[EB/OL].USA：Linear Technology Corporation，2020，https：//www.analog.com/media/en/ technical-documentation/data-sheets/LT8302-8302-3. pdf.

[13] Analog Device Corporation.LT8309 SecondarySide Synchronous Rectifier Driver[EB/OL].USA：ANALOG DEVICES Corporation，2020，https：//www.analog.com/ media/en/technical-documentation/data-sheets/lt8309.pdf.