一種基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器

孔令生，劉崧，范心明，王俊波，曾慶輝，歐曉妹，康成

(1.廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司佛山供電局，廣東 佛山 528000；2.北京四方繼保自動(dòng)化股份有限公司，北京 100085)

目前，世界范圍內(nèi)的石油、煤炭和天然氣等化石燃料的大量使用，導(dǎo)致了嚴(yán)重的溫室效應(yīng)和環(huán)境污染。同時(shí)，全球化石能源的日益枯竭也逐漸增大了供應(yīng)與需求之間的不平衡。因此，迫切需要解決可再生能源的有效利用問(wèn)題。光伏能源是目前應(yīng)用最廣泛的可再生能源之一，其并網(wǎng)途徑是通過(guò)單向DC/DC變換器升壓至400 V左右直流母線電壓，再經(jīng)過(guò)逆變器轉(zhuǎn)換為220 V交流電到電力系統(tǒng)[1-3]。但光伏電池板的輸出電壓為直流電壓且普遍較低(30～50 V)，因此研究具備高升壓能力的DC/DC變換器對(duì)新能源并網(wǎng)具有重要意義[4-5]。

現(xiàn)有針對(duì)此類變換器的研究中，傳統(tǒng)boost變換器的增益較小，其升壓能力不高，開(kāi)關(guān)電壓等于輸出電壓，不適用于光伏電池并網(wǎng)。文獻(xiàn)[6-8]提出了變換器級(jí)聯(lián)方案，該方案能較大提高變換器增益，降低輸入電流紋波，但級(jí)聯(lián)的多個(gè)變換器之間容易產(chǎn)生開(kāi)關(guān)頻率的延遲，對(duì)控制電路設(shè)計(jì)要求高，穩(wěn)定性較差。文獻(xiàn)[9-11]提出了交錯(cuò)并聯(lián)型DC/DC變換器，該類變換器能提升變壓器的升壓能力，具備較高的靈活性，但通常工作在開(kāi)關(guān)占空比大于0.5的狀態(tài)下，無(wú)法進(jìn)一步降低開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[12-14]提出了基于耦合電感的變壓器，但耦合電感普遍存在漏感問(wèn)題，變換器效率不高，通過(guò)添加輔助電路雖然能解決漏感帶來(lái)的能量損失問(wèn)題，但增加了控制電路的設(shè)計(jì)難度。文獻(xiàn)[15-17]提出了隔離變壓器，通過(guò)提升匝數(shù)比來(lái)提高增益，但增加的漏感和寄生參數(shù)的影響容易引起開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰和系統(tǒng)的高損耗。另外，也有引入開(kāi)關(guān)電容[18-20]來(lái)實(shí)現(xiàn)高升壓的變換器，該類變換器主要存在輸入紋波電流大、開(kāi)關(guān)器件多、電流應(yīng)力較高、輸出電壓調(diào)控能力不佳、損耗高等缺點(diǎn)。利用二極管-電容增益單元提升增益的變換器也較多，但該類拓?fù)湓陔娙葜g的電能傳遞容易造成失壓[21-23]。

針對(duì)現(xiàn)有研究存在的問(wèn)題，本文提出一種基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器，該變換器能在提升變壓器升壓能力的同時(shí)實(shí)現(xiàn)雙輸入，降低變換器成本。同時(shí)，該變換器的占空比調(diào)整范圍較大，能適應(yīng)大多數(shù)環(huán)境下的開(kāi)關(guān)器件電壓、電流應(yīng)力。

1 工作原理

本文提出基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器，如圖1所示，其中，uin1、uin2分別為電源1、電源2的輸入電壓，uo為變換器輸出電壓，C1、C2、C3、CLa、CLb、Co為電容，D1、D2、D3、DLa、DLb為二極管，S1、S2為開(kāi)關(guān)，L1、L2為電感，RL為負(fù)載。該變換器輸入部分由同步控制輔助電路和倍壓?jiǎn)卧M成：同步控制輔助電路能實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)同步所需電路，同時(shí)電容CLa、CLb和二極管DLa、DLb構(gòu)成緩沖電路，能減小開(kāi)關(guān)同步閉合時(shí)產(chǎn)生的電壓尖峰；倍壓?jiǎn)卧獎(jiǎng)t能實(shí)現(xiàn)高升壓。

圖1 基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器Fig.1 Dual input high step-up DC/DC converter based on synchronous control

本節(jié)分析圖1所示變換器的工作原理，為簡(jiǎn)化分析過(guò)程，作如下假設(shè)：①電感電流在時(shí)間上連續(xù)；②電容的容量足夠大，忽略因電容電壓紋波導(dǎo)致的、可能存在的電壓偏低影響；③所有元器件為理想器件，忽略其寄生參數(shù)影響。

開(kāi)關(guān)S1、S2使用相同的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)控制。所提同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器的主要工作波形如圖2所示，2種工作模態(tài)下的等效電路如圖3所示，其中，Ts為時(shí)間周期，DS1、DS2為開(kāi)關(guān)占空比，iL1、iL2為電感電流，uC1、uC2、uC3為電容電壓，uS1、uS2為開(kāi)關(guān)電壓，uD1、uD2、uD3為二極管電壓。

根據(jù)功率開(kāi)關(guān)狀態(tài)的不同，可以將電路分為2種工作狀態(tài)：

狀態(tài)1(t0—t1)：S1、S2均導(dǎo)通，此時(shí)uin1、uin2分別通過(guò)S1、S2向L1、L2充電；同時(shí)uin1通過(guò)DLa、S1向CLa充電，uin2通過(guò)S2、DLb向CLb充電；狀態(tài)2(t1—t2)：S1、S2關(guān)斷，此時(shí)uin1通過(guò)L1、D1、C1、L2給L1、L2放電，給CLa、CLb放電，向C1充電；同時(shí)uin1通過(guò)L1、CLa、D3、C3、CLa、L2給C2放電，向C3充電；濾波電容Co向負(fù)載RL供電；Do、DLa、DLb、D2均關(guān)斷。

圖2 1個(gè)周期內(nèi)變換器主要工作波形Fig.2 Main operating waveforms of the converter in a switching cycle

圖3 2種模態(tài)下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in two modes

uin2通過(guò)S2、CLb、D2、CLa、S1給C1放電，向電容C2充電；uin2通過(guò)S2、CLb、Do給C3放電，同時(shí)向?yàn)V波電容Co充電和向負(fù)載RL供電；D1、D3均關(guān)斷。

至t2時(shí)刻為下個(gè)周期的開(kāi)始，依次循環(huán)上述工作狀態(tài)的工作。

2 性能分析

2.1 電壓增益M

由電感L1、L2構(gòu)成的串聯(lián)回路如圖3(b)所示，根據(jù)伏秒平衡原理可得：

(1)

(2)

式中：uCLa、uCLb分別為電容CLa、CLb的電壓；D為開(kāi)關(guān)占空比。

根據(jù)圖3(a)所示狀態(tài)1中開(kāi)關(guān)S1、S2回路拓?fù)?，可以得出?/p>

uC2=uC1-uCLa-uCLb+uin2，

(3)

uC3=uo，

(4)

uCLa=uin1，

(5)

uCLb=uin2.

(6)

聯(lián)立式(1)—(6)可得：

(7)

(8)

(9)

式中uCo為電容Co的電壓。

因此，在輸入電壓同為uin時(shí)，電壓增益

(10)

由上述分析可知，所提變換器的升壓能力得到了提升，同時(shí)增益可根據(jù)同步控制的占空比自由調(diào)節(jié)。

2.2 有源器件電壓應(yīng)力分析

由2種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下的分析可知，二極管Do的電壓

(11)

二極管Di(i=1,2,3)的電壓uDi為

(12)

開(kāi)關(guān)S1、S2的電壓uS1、uS2為：

(13)

(14)

2.3 有源器件電流應(yīng)力分析

根據(jù)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可得

IDo=Io.

(15)

式中：IDo為二極管Do的電流；Io為輸出電流。

由電容C3的安秒平衡可推出

ID3(1-D)Ts=IDoDTS，

(16)

式中ID3為二極管D3的電流，從而可以得到

(17)

由電容C2的安秒平衡可得

ID3(1-D)Ts=ID2DTS，

(18)

式中ID2為二極管D2的電流，從而可以得到

(19)

由電容C1的安秒平衡可得

ID1(1-D)Ts=ID2DTS，

(20)

從而可以得到

(21)

分析變換器的2種狀態(tài)，可得電感放電時(shí)的電流關(guān)系為

IL1(1-D)=IL2(1-D)=ID1+ID3，

(22)

式中IL1、IL2為電感L1、L2的電流。

聯(lián)立式(21)、(22)，計(jì)算得到電感L1、L2電流的平均值相等，即

(23)

流過(guò)開(kāi)關(guān)管S1的電流

IS1=DIL1+ICLac，

(24)

式中ICLac為開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)電容CLa的充電電流平均值。

由電容CLa的安秒平衡可得

ICLacDTs=IL1(1-D)Ts.

(25)

聯(lián)立式(24)、(25)可計(jì)算出開(kāi)關(guān)S1的平均電流

(26)

同理，可計(jì)算出流過(guò)開(kāi)關(guān)管S2的電流

IS2=IL2D+ID2+IDo=

(27)

由上述推導(dǎo)可知本文所提變換器有源器件的電壓、電流應(yīng)力均可以通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)的占空比進(jìn)行配置。

2.4 性能對(duì)比

本節(jié)對(duì)所提同步控制高升壓DC/DC變換器與其他文獻(xiàn)中的3種變換器進(jìn)行較為詳細(xì)的性能對(duì)比分析[24-26]，見(jiàn)表1。為便于比較，令本文所提變換器輸入電壓uin1=uin2=uin。

表1 變換器性能對(duì)比Tab.1 Performance comparisons of converters

通過(guò)對(duì)比增益可以看出：文獻(xiàn)[25]的變換器為可拓展變換器，n為其拓展單元數(shù)，在與本文所提變換器使用相同數(shù)量元器件的情況下n=3，增益較低；同時(shí)，在相同占空比下，本文變換器較文獻(xiàn)[24，26]中變換器升壓能力更強(qiáng)。

從開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力來(lái)看：本文變換器與其他3種變換器區(qū)別不大，但本文變換器增益較高，在實(shí)現(xiàn)相同增益時(shí)，可以選擇較小的占空比，間接減小了開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。

在開(kāi)關(guān)控制系統(tǒng)方面：文獻(xiàn)[24]中變換器為交錯(cuò)并聯(lián)控制系統(tǒng)，其占空比受限于D>0.5，控制設(shè)計(jì)較為復(fù)雜；文獻(xiàn)[25]中變換器開(kāi)關(guān)占空比為固定值0.5，占空比不可調(diào)，開(kāi)關(guān)也為交錯(cuò)式導(dǎo)通方式；文獻(xiàn)[26]中變換器雖然占空比可調(diào)性較好，但開(kāi)關(guān)器件數(shù)量較多，控制設(shè)計(jì)更為復(fù)雜。以上變換器的開(kāi)關(guān)控制方式均涉及到交錯(cuò)式，至少需要2個(gè)驅(qū)動(dòng)來(lái)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)控制，而本文所提變換器不僅能實(shí)現(xiàn)占空比大范圍可調(diào)，而且同步控制系統(tǒng)使用的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)數(shù)少、控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)也簡(jiǎn)單。

綜合以上幾點(diǎn)考慮，本文變換器較其他3種變換器在各方面性能上具備較大的優(yōu)勢(shì)。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

本節(jié)針對(duì)所提變換器進(jìn)行無(wú)源器件的參數(shù)設(shè)計(jì)，輸入電壓均為30 V，輸出電壓400 V，輸出功率400 W，開(kāi)關(guān)頻率50 kHz。

3.1 電容參數(shù)設(shè)計(jì)

將設(shè)計(jì)參數(shù)代入式(10)可得，D=0.675。

對(duì)于電容C的電壓紋波ΔuC，取

(28)

式中：IC,C/D為電容C在充電或放電過(guò)程中的平均電流；C為電容值。

根據(jù)式(28)，聯(lián)立第2章相關(guān)參數(shù)可得：

(29)

式中：IC1C、IC2C、IC3C為電容C1、C2、C3的充電電流；ICLaD、ICLbD為電容CLa、CLb的放電電流。

對(duì)于輸出濾波電容Co的電容電壓紋波，通常有更高的要求(為1%)，可求得：

(30)

式中:ICoC為電容Co的充電電流；Co為Co的電容值。

3.2 電感參數(shù)設(shè)計(jì)

對(duì)于電感電壓的紋波，取

(31)

式中：uL,C/D為電感L在充電或放電過(guò)程中的平均電壓；L為電感值。

根據(jù)式(28)，聯(lián)立第2章相關(guān)參數(shù)可得：

(32)

式中uL1C、uL2C分別為電感L1、L2充電過(guò)程中的平均電壓；L1、L2為L(zhǎng)1、L2的電感值。

有源開(kāi)關(guān)器件的選型根據(jù)各器件的電壓、電流應(yīng)力確定，留1倍的裕量即可。

4 仿真分析

搭建基于PSIM的變換器模型，如圖4所示，按照第3章的參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行仿真，仿真波形如圖5所示。

圖4 本文所提變換器仿真模型Fig.4 Simulation model of the proposed converter

圖5(a)為電路驅(qū)動(dòng)電壓uQ、輸入電壓和輸出電壓波形，占空比D為0.675，輸入電壓30 V，輸出電壓約為399.2 V；圖5(b)為電感電流波形，由于兩開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，兩電感形成串聯(lián)放電回路，故電感電流平均值相同約為11 A；圖5(c)為電容電壓波形，uC1約為215 V，uC2約為185 V，uC3等于輸出電壓約為399.2 V，與理論分析一致；圖5(d)為開(kāi)關(guān)電壓波形，兩開(kāi)關(guān)電壓分別對(duì)應(yīng)其輸入電壓，因仿真參數(shù)中兩輸入電壓相等，故兩開(kāi)關(guān)的電壓應(yīng)力相等約為100 V；圖5(e)為二極管電壓波形，uD1、uD2、uD3相等約為200 V，輸出二極管電壓uDo約為100 V。開(kāi)關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力均有所降低，波形分析結(jié)果均驗(yàn)證了理論分析的正確性。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于仿真分析，本節(jié)就所提同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器搭建了1臺(tái)功率為400 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，所測(cè)波形如圖6所示。

圖6(a)為輸入電壓、輸出電壓及驅(qū)動(dòng)電壓uQ波形，輸入電壓30 V，驅(qū)動(dòng)為同一PWM控制，占空比為0.675，在此條件下，考慮到寄生參數(shù)的影響，輸出電壓略低于理論值約為380 V；圖6(b)為電感電流波形，電感L1和L2的電流大小相等約為11 A；圖6(c)為電容電壓波形，可以看出電容C1的電壓約為210 V，電容C2的電壓約為180 V，電容C3的電壓約為400 V，與理論分析一致；圖6(d)為開(kāi)關(guān)電壓波形，由于采用同步控制，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通關(guān)斷同步，電壓應(yīng)力約為100 V；圖6(e)為二極管電壓波形，可以看出二極管D1、D2、D3電壓應(yīng)力均為200 V，輸出二極管Do電壓應(yīng)力約為100 V。

圖5 仿真波形Fig.5 Simulation waveforms

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms

以上通過(guò)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)得到的所有波形均與理論分析一致。

所測(cè)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的工作效率如圖7所示，在輸出功率Po=400 W時(shí)效率達(dá)到最高為94.7%，表明本文所提變換器效率較高，在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有一定的應(yīng)用價(jià)值。

6 結(jié)論

本文提出一種基于同步控制的雙輸入高升壓DC/DC變換器，通過(guò)理論分析、仿真建模和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，說(shuō)明該變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：

圖7 變換器工作效率Fig.7 Converter work efficiency

a)變換器實(shí)現(xiàn)了高升壓，可為進(jìn)一步解決光伏系統(tǒng)并網(wǎng)問(wèn)題提供參考。

b)變換器有源器件的電壓應(yīng)力有所降低，為器件的合理選型提供了更大的可選范圍，同時(shí)選擇耐壓低的開(kāi)關(guān)器件能降低系統(tǒng)損耗。

c)變換器采用同步控制，能簡(jiǎn)化驅(qū)動(dòng)和控制策略的設(shè)計(jì)，占空比可調(diào)節(jié)的范圍相應(yīng)得到了增加。

d)變換器實(shí)現(xiàn)了雙輸入，應(yīng)用范圍更廣，并能有效降低變換器成本。

所有上述優(yōu)點(diǎn)使得本文所提變換器在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有較高的應(yīng)用價(jià)值。