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    一種基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器

    2021-02-04 01:07:16孔令生劉崧范心明王俊波曾慶輝歐曉妹康成
    廣東電力 2021年1期

    孔令生,劉崧,范心明,王俊波,曾慶輝,歐曉妹,康成

    (1.廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司佛山供電局,廣東 佛山 528000;2.北京四方繼保自動化股份有限公司,北京 100085)

    目前,世界范圍內(nèi)的石油、煤炭和天然氣等化石燃料的大量使用,導(dǎo)致了嚴(yán)重的溫室效應(yīng)和環(huán)境污染。同時,全球化石能源的日益枯竭也逐漸增大了供應(yīng)與需求之間的不平衡。因此,迫切需要解決可再生能源的有效利用問題。光伏能源是目前應(yīng)用最廣泛的可再生能源之一,其并網(wǎng)途徑是通過單向DC/DC變換器升壓至400 V左右直流母線電壓,再經(jīng)過逆變器轉(zhuǎn)換為220 V交流電到電力系統(tǒng)[1-3]。但光伏電池板的輸出電壓為直流電壓且普遍較低(30~50 V),因此研究具備高升壓能力的DC/DC變換器對新能源并網(wǎng)具有重要意義[4-5]。

    現(xiàn)有針對此類變換器的研究中,傳統(tǒng)boost變換器的增益較小,其升壓能力不高,開關(guān)電壓等于輸出電壓,不適用于光伏電池并網(wǎng)。文獻(xiàn)[6-8]提出了變換器級聯(lián)方案,該方案能較大提高變換器增益,降低輸入電流紋波,但級聯(lián)的多個變換器之間容易產(chǎn)生開關(guān)頻率的延遲,對控制電路設(shè)計要求高,穩(wěn)定性較差。文獻(xiàn)[9-11]提出了交錯并聯(lián)型DC/DC變換器,該類變換器能提升變壓器的升壓能力,具備較高的靈活性,但通常工作在開關(guān)占空比大于0.5的狀態(tài)下,無法進(jìn)一步降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[12-14]提出了基于耦合電感的變壓器,但耦合電感普遍存在漏感問題,變換器效率不高,通過添加輔助電路雖然能解決漏感帶來的能量損失問題,但增加了控制電路的設(shè)計難度。文獻(xiàn)[15-17]提出了隔離變壓器,通過提升匝數(shù)比來提高增益,但增加的漏感和寄生參數(shù)的影響容易引起開關(guān)器件的電壓尖峰和系統(tǒng)的高損耗。另外,也有引入開關(guān)電容[18-20]來實現(xiàn)高升壓的變換器,該類變換器主要存在輸入紋波電流大、開關(guān)器件多、電流應(yīng)力較高、輸出電壓調(diào)控能力不佳、損耗高等缺點。利用二極管-電容增益單元提升增益的變換器也較多,但該類拓?fù)湓陔娙葜g的電能傳遞容易造成失壓[21-23]。

    針對現(xiàn)有研究存在的問題,本文提出一種基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器,該變換器能在提升變壓器升壓能力的同時實現(xiàn)雙輸入,降低變換器成本。同時,該變換器的占空比調(diào)整范圍較大,能適應(yīng)大多數(shù)環(huán)境下的開關(guān)器件電壓、電流應(yīng)力。

    1 工作原理

    本文提出基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器,如圖1所示,其中,uin1、uin2分別為電源1、電源2的輸入電壓,uo為變換器輸出電壓,C1、C2、C3、CLa、CLb、Co為電容,D1、D2、D3、DLa、DLb為二極管,S1、S2為開關(guān),L1、L2為電感,RL為負(fù)載。該變換器輸入部分由同步控制輔助電路和倍壓單元組成:同步控制輔助電路能實現(xiàn)開關(guān)同步所需電路,同時電容CLa、CLb和二極管DLa、DLb構(gòu)成緩沖電路,能減小開關(guān)同步閉合時產(chǎn)生的電壓尖峰;倍壓單元則能實現(xiàn)高升壓。

    圖1 基于同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器Fig.1 Dual input high step-up DC/DC converter based on synchronous control

    本節(jié)分析圖1所示變換器的工作原理,為簡化分析過程,作如下假設(shè):①電感電流在時間上連續(xù);②電容的容量足夠大,忽略因電容電壓紋波導(dǎo)致的、可能存在的電壓偏低影響;③所有元器件為理想器件,忽略其寄生參數(shù)影響。

    開關(guān)S1、S2使用相同的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)控制。所提同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器的主要工作波形如圖2所示,2種工作模態(tài)下的等效電路如圖3所示,其中,Ts為時間周期,DS1、DS2為開關(guān)占空比,iL1、iL2為電感電流,uC1、uC2、uC3為電容電壓,uS1、uS2為開關(guān)電壓,uD1、uD2、uD3為二極管電壓。

    根據(jù)功率開關(guān)狀態(tài)的不同,可以將電路分為2種工作狀態(tài):

    狀態(tài)1(t0—t1):S1、S2均導(dǎo)通,此時uin1、uin2分別通過S1、S2向L1、L2充電;同時uin1通過DLa、S1向CLa充電,uin2通過S2、DLb向CLb充電;狀態(tài)2(t1—t2):S1、S2關(guān)斷,此時uin1通過L1、D1、C1、L2給L1、L2放電,給CLa、CLb放電,向C1充電;同時uin1通過L1、CLa、D3、C3、CLa、L2給C2放電,向C3充電;濾波電容Co向負(fù)載RL供電;Do、DLa、DLb、D2均關(guān)斷。

    圖2 1個周期內(nèi)變換器主要工作波形Fig.2 Main operating waveforms of the converter in a switching cycle

    圖3 2種模態(tài)下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in two modes

    uin2通過S2、CLb、D2、CLa、S1給C1放電,向電容C2充電;uin2通過S2、CLb、Do給C3放電,同時向濾波電容Co充電和向負(fù)載RL供電;D1、D3均關(guān)斷。

    至t2時刻為下個周期的開始,依次循環(huán)上述工作狀態(tài)的工作。

    2 性能分析

    2.1 電壓增益M

    由電感L1、L2構(gòu)成的串聯(lián)回路如圖3(b)所示,根據(jù)伏秒平衡原理可得:

    (1)

    (2)

    式中:uCLa、uCLb分別為電容CLa、CLb的電壓;D為開關(guān)占空比。

    根據(jù)圖3(a)所示狀態(tài)1中開關(guān)S1、S2回路拓?fù)?,可以得出?/p>

    uC2=uC1-uCLa-uCLb+uin2,

    (3)

    uC3=uo,

    (4)

    uCLa=uin1,

    (5)

    uCLb=uin2.

    (6)

    聯(lián)立式(1)—(6)可得:

    (7)

    (8)

    (9)

    式中uCo為電容Co的電壓。

    因此,在輸入電壓同為uin時,電壓增益

    (10)

    由上述分析可知,所提變換器的升壓能力得到了提升,同時增益可根據(jù)同步控制的占空比自由調(diào)節(jié)。

    2.2 有源器件電壓應(yīng)力分析

    由2種開關(guān)狀態(tài)下的分析可知,二極管Do的電壓

    (11)

    二極管Di(i=1,2,3)的電壓uDi為

    (12)

    開關(guān)S1、S2的電壓uS1、uS2為:

    (13)

    (14)

    2.3 有源器件電流應(yīng)力分析

    根據(jù)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可得

    IDo=Io.

    (15)

    式中:IDo為二極管Do的電流;Io為輸出電流。

    由電容C3的安秒平衡可推出

    ID3(1-D)Ts=IDoDTS,

    (16)

    式中ID3為二極管D3的電流,從而可以得到

    (17)

    由電容C2的安秒平衡可得

    ID3(1-D)Ts=ID2DTS,

    (18)

    式中ID2為二極管D2的電流,從而可以得到

    (19)

    由電容C1的安秒平衡可得

    ID1(1-D)Ts=ID2DTS,

    (20)

    從而可以得到

    (21)

    分析變換器的2種狀態(tài),可得電感放電時的電流關(guān)系為

    IL1(1-D)=IL2(1-D)=ID1+ID3,

    (22)

    式中IL1、IL2為電感L1、L2的電流。

    聯(lián)立式(21)、(22),計算得到電感L1、L2電流的平均值相等,即

    (23)

    流過開關(guān)管S1的電流

    IS1=DIL1+ICLac,

    (24)

    式中ICLac為開關(guān)導(dǎo)通時電容CLa的充電電流平均值。

    由電容CLa的安秒平衡可得

    ICLacDTs=IL1(1-D)Ts.

    (25)

    聯(lián)立式(24)、(25)可計算出開關(guān)S1的平均電流

    (26)

    同理,可計算出流過開關(guān)管S2的電流

    IS2=IL2D+ID2+IDo=

    (27)

    由上述推導(dǎo)可知本文所提變換器有源器件的電壓、電流應(yīng)力均可以通過調(diào)節(jié)開關(guān)的占空比進(jìn)行配置。

    2.4 性能對比

    本節(jié)對所提同步控制高升壓DC/DC變換器與其他文獻(xiàn)中的3種變換器進(jìn)行較為詳細(xì)的性能對比分析[24-26],見表1。為便于比較,令本文所提變換器輸入電壓uin1=uin2=uin。

    表1 變換器性能對比Tab.1 Performance comparisons of converters

    通過對比增益可以看出:文獻(xiàn)[25]的變換器為可拓展變換器,n為其拓展單元數(shù),在與本文所提變換器使用相同數(shù)量元器件的情況下n=3,增益較低;同時,在相同占空比下,本文變換器較文獻(xiàn)[24,26]中變換器升壓能力更強(qiáng)。

    從開關(guān)器件的電壓應(yīng)力來看:本文變換器與其他3種變換器區(qū)別不大,但本文變換器增益較高,在實現(xiàn)相同增益時,可以選擇較小的占空比,間接減小了開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。

    在開關(guān)控制系統(tǒng)方面:文獻(xiàn)[24]中變換器為交錯并聯(lián)控制系統(tǒng),其占空比受限于D>0.5,控制設(shè)計較為復(fù)雜;文獻(xiàn)[25]中變換器開關(guān)占空比為固定值0.5,占空比不可調(diào),開關(guān)也為交錯式導(dǎo)通方式;文獻(xiàn)[26]中變換器雖然占空比可調(diào)性較好,但開關(guān)器件數(shù)量較多,控制設(shè)計更為復(fù)雜。以上變換器的開關(guān)控制方式均涉及到交錯式,至少需要2個驅(qū)動來實現(xiàn)開關(guān)控制,而本文所提變換器不僅能實現(xiàn)占空比大范圍可調(diào),而且同步控制系統(tǒng)使用的開關(guān)驅(qū)動數(shù)少、控制系統(tǒng)設(shè)計也簡單。

    綜合以上幾點考慮,本文變換器較其他3種變換器在各方面性能上具備較大的優(yōu)勢。

    3 參數(shù)設(shè)計

    本節(jié)針對所提變換器進(jìn)行無源器件的參數(shù)設(shè)計,輸入電壓均為30 V,輸出電壓400 V,輸出功率400 W,開關(guān)頻率50 kHz。

    3.1 電容參數(shù)設(shè)計

    將設(shè)計參數(shù)代入式(10)可得,D=0.675。

    對于電容C的電壓紋波ΔuC,取

    (28)

    式中:IC,C/D為電容C在充電或放電過程中的平均電流;C為電容值。

    根據(jù)式(28),聯(lián)立第2章相關(guān)參數(shù)可得:

    (29)

    式中:IC1C、IC2C、IC3C為電容C1、C2、C3的充電電流;ICLaD、ICLbD為電容CLa、CLb的放電電流。

    對于輸出濾波電容Co的電容電壓紋波,通常有更高的要求(為1%),可求得:

    (30)

    式中:ICoC為電容Co的充電電流;Co為Co的電容值。

    3.2 電感參數(shù)設(shè)計

    對于電感電壓的紋波,取

    (31)

    式中:uL,C/D為電感L在充電或放電過程中的平均電壓;L為電感值。

    根據(jù)式(28),聯(lián)立第2章相關(guān)參數(shù)可得:

    (32)

    式中uL1C、uL2C分別為電感L1、L2充電過程中的平均電壓;L1、L2為L1、L2的電感值。

    有源開關(guān)器件的選型根據(jù)各器件的電壓、電流應(yīng)力確定,留1倍的裕量即可。

    4 仿真分析

    搭建基于PSIM的變換器模型,如圖4所示,按照第3章的參數(shù)設(shè)計進(jìn)行仿真,仿真波形如圖5所示。

    圖4 本文所提變換器仿真模型Fig.4 Simulation model of the proposed converter

    圖5(a)為電路驅(qū)動電壓uQ、輸入電壓和輸出電壓波形,占空比D為0.675,輸入電壓30 V,輸出電壓約為399.2 V;圖5(b)為電感電流波形,由于兩開關(guān)關(guān)斷時,兩電感形成串聯(lián)放電回路,故電感電流平均值相同約為11 A;圖5(c)為電容電壓波形,uC1約為215 V,uC2約為185 V,uC3等于輸出電壓約為399.2 V,與理論分析一致;圖5(d)為開關(guān)電壓波形,兩開關(guān)電壓分別對應(yīng)其輸入電壓,因仿真參數(shù)中兩輸入電壓相等,故兩開關(guān)的電壓應(yīng)力相等約為100 V;圖5(e)為二極管電壓波形,uD1、uD2、uD3相等約為200 V,輸出二極管電壓uDo約為100 V。開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力均有所降低,波形分析結(jié)果均驗證了理論分析的正確性。

    5 實驗驗證

    基于仿真分析,本節(jié)就所提同步控制雙輸入高升壓DC/DC變換器搭建了1臺功率為400 W的實驗樣機(jī),所測波形如圖6所示。

    圖6(a)為輸入電壓、輸出電壓及驅(qū)動電壓uQ波形,輸入電壓30 V,驅(qū)動為同一PWM控制,占空比為0.675,在此條件下,考慮到寄生參數(shù)的影響,輸出電壓略低于理論值約為380 V;圖6(b)為電感電流波形,電感L1和L2的電流大小相等約為11 A;圖6(c)為電容電壓波形,可以看出電容C1的電壓約為210 V,電容C2的電壓約為180 V,電容C3的電壓約為400 V,與理論分析一致;圖6(d)為開關(guān)電壓波形,由于采用同步控制,開關(guān)導(dǎo)通關(guān)斷同步,電壓應(yīng)力約為100 V;圖6(e)為二極管電壓波形,可以看出二極管D1、D2、D3電壓應(yīng)力均為200 V,輸出二極管Do電壓應(yīng)力約為100 V。

    圖5 仿真波形Fig.5 Simulation waveforms

    圖6 實驗波形Fig.6 Experimental waveforms

    以上通過實驗樣機(jī)得到的所有波形均與理論分析一致。

    所測實驗樣機(jī)的工作效率如圖7所示,在輸出功率Po=400 W時效率達(dá)到最高為94.7%,表明本文所提變換器效率較高,在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有一定的應(yīng)用價值。

    6 結(jié)論

    本文提出一種基于同步控制的雙輸入高升壓DC/DC變換器,通過理論分析、仿真建模和實驗驗證,說明該變換器具有以下優(yōu)點:

    圖7 變換器工作效率Fig.7 Converter work efficiency

    a)變換器實現(xiàn)了高升壓,可為進(jìn)一步解決光伏系統(tǒng)并網(wǎng)問題提供參考。

    b)變換器有源器件的電壓應(yīng)力有所降低,為器件的合理選型提供了更大的可選范圍,同時選擇耐壓低的開關(guān)器件能降低系統(tǒng)損耗。

    c)變換器采用同步控制,能簡化驅(qū)動和控制策略的設(shè)計,占空比可調(diào)節(jié)的范圍相應(yīng)得到了增加。

    d)變換器實現(xiàn)了雙輸入,應(yīng)用范圍更廣,并能有效降低變換器成本。

    所有上述優(yōu)點使得本文所提變換器在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中具有較高的應(yīng)用價值。

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