基于相干雙光頻梳的微波光子信道化接收技術(shù)研究

陳博，樊養(yǎng)余，高永勝

（1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西 西安 710048；2.咸陽師范學(xué)院物理與電子工程學(xué)院，陜西 咸陽 712000）

1 引言

隨著通信技術(shù)的快速發(fā)展，需要傳輸?shù)男盘?hào)帶寬也在不斷增大。例如，寬帶多業(yè)務(wù)接入和通信導(dǎo)航識(shí)別[1-2]等領(lǐng)域都提出了在未來能夠同時(shí)處理幾千兆赫茲甚至十幾千兆赫茲的寬帶射頻信號(hào)的需求[3]，不僅要求射頻接收機(jī)具有大瞬時(shí)帶寬、高分辨率、大動(dòng)態(tài)范圍，還要求其能處理同時(shí)到達(dá)的多頻點(diǎn)不同波段的信號(hào)。

信道化接收技術(shù)是實(shí)現(xiàn)寬帶、多頻點(diǎn)信號(hào)同時(shí)接收的有效方法之一[4-5]。信道化接收機(jī)利用電帶通濾波器（EBPF,electric bandpass filter）將待接收的完整的寬帶射頻信號(hào)分割為若干個(gè)窄帶信號(hào)，這些窄帶信號(hào)根據(jù)頻譜分布劃分到相應(yīng)的不同子信道，然后在每個(gè)子信道對不同中心頻率的窄帶信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)接收，對信號(hào)具有幾乎100%的接收率，并實(shí)現(xiàn)了多頻點(diǎn)信號(hào)的同時(shí)接收。然而，傳統(tǒng)的信道化接收技術(shù)受諸多電子瓶頸限制，例如高頻信號(hào)在長距離傳輸時(shí)損耗極大、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍低、抗電磁干擾能力差等[6]。微波光子學(xué)作為一門新興學(xué)科可以很好地解決上述問題，利用光通信超大的傳輸帶寬、強(qiáng)抗干擾能力、低損耗、輕質(zhì)量等諸多優(yōu)勢進(jìn)一步提升信道化接收機(jī)的接收性能[7-8]。近些年國內(nèi)外也報(bào)道了一些基于微波光子的信道化接收方案。其中，采用棱鏡等空間光學(xué)器件實(shí)現(xiàn)的信道化接收方案通常頻率分辨率較差且功率損耗大，難以滿足信道化接收機(jī)的發(fā)展需求；光頻梳（OFC,optical frequency comb）作為一種特殊多波長相干光源，具有頻譜范圍廣、固定重復(fù)頻率等優(yōu)勢，非常適用于微波光子信道化接收，也是目前微波光子信道化接收方案的研究熱點(diǎn)。崇毓華等[9]提出了利用雙光頻梳配合FP（Fabry-Perot）腔濾波器的信道化接收方案，但對FP 腔濾波器的Q 因子和穩(wěn)定性要求極高。Hao 等[10]提出了基于鎖模激光器和色散光纖的信道化接收方案，但其生成雙光頻梳的方案較復(fù)雜。Tang 等[11]提出了相干雙光頻梳鏡像抑制下變頻的信道化接收方案，但未對光電探測器產(chǎn)生的二階交調(diào)失真和直流偏移進(jìn)行處理。在利用光頻梳實(shí)現(xiàn)的信道化接收系統(tǒng)中影響接收性能的因素較多。例如，理想光頻梳的生成中，由于光頻梳的梳齒數(shù)量直接決定了信道化接收系統(tǒng)的子信道數(shù)量，平坦度和外帶抑制比直接影響信號(hào)的失真程度，因此理想的光頻梳應(yīng)具有梳齒數(shù)量多、平坦度高、外帶抑制比高等特點(diǎn)[12-13]。此外，影響接收機(jī)性能的因素還包括超外差架構(gòu)下的鏡像頻率干擾以及微波光子混頻之后產(chǎn)生的偶數(shù)階交調(diào)失真（主要為二階）和直流偏移失真等因素。

本文針對理想光頻梳生成、微波光子鏈路中二階交調(diào)失真和直流偏移的抑制方法，以及超外差架構(gòu)下的鏡像干擾問題為主要研究對象，提出了一種超外差架構(gòu)下的同中頻接收方案，主要包括本振頻移模塊、雙光頻梳生成模塊以及I/Q 解調(diào)模塊。在雙光頻梳生成模塊中僅需要一個(gè)雙平行馬赫?曾德爾調(diào)制器（DPMZM,dual-parallel Mach-Zehnder modulator）就可生成理想的五線光頻梳，有效簡化了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。在I/Q 解調(diào)模塊中利用EHC（electrical hybrid couple）實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制[14-15]，解決了超外差接收機(jī)普遍存在的鏡像干擾問題，同時(shí)利用平衡探測技術(shù)消除了二階交調(diào)和直流偏移項(xiàng)[16-17]，不僅便于信號(hào)處理，還能大幅抑制共模噪聲，提高輸出信號(hào)的信噪比。

2 信道化接收原理

相干雙光頻梳信道化接收系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1 所示。一個(gè)激光二極管（LD,laser diode）產(chǎn)生一個(gè)連續(xù)光波，該連續(xù)光波作為光載波以50:50 被功分后分別進(jìn)入上下兩路。光載波可表示為其中，E0表示光信號(hào)電場幅度，ωc為光信號(hào)角頻率，上下兩路分別用于生成信號(hào)光頻梳和本振光頻梳。

信號(hào)光頻梳和本振光頻梳的生成原理相同，都是通過一個(gè)DPMZM 生成的。DPMZM 的結(jié)構(gòu)如圖2所示，包括2 個(gè)子調(diào)制器（MZMa、MZMb）和3個(gè)直流偏壓（V1a、V1b、V1c），且2 個(gè)子調(diào)制器均工作在強(qiáng)度調(diào)制狀態(tài)。

圖1 相干雙光頻梳信道化接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖2 DPMZM 結(jié)構(gòu)

本振（LO,local oscillation）信號(hào)可表示為經(jīng)DPMZM 調(diào)制到光載波后表示為

其中，V0為電信號(hào)幅度，ωLO為電信號(hào)角頻率，Vπ為調(diào)制器的半波電壓。式(1)利用貝塞爾函數(shù)展開可得到包含光載波在內(nèi)的各階光邊帶，本文僅展開到二階光邊帶進(jìn)行說明。展開后的光載波的正負(fù)一階光邊帶和正負(fù)二階光邊帶如式(2)～式(6)所示。

其中，U為五線光頻梳平坦度一致時(shí)的幅值，通過式(2)～式(8)計(jì)算可得不同Vπ的DPMZM 生成平坦五線光頻梳時(shí)的3 個(gè)直流偏壓大小，且光頻梳的自由頻譜范圍（FSR,free spectrum range）只和所加的本振頻率相關(guān)，靈活可調(diào)，非常適用于信道化接收。

系統(tǒng)不同工作點(diǎn)的頻譜如圖3 所示。上路DPMZM1輸出的信號(hào)光頻梳作為中心頻率不同的5個(gè)新的光載波，經(jīng)摻鉺光纖放大器（EDFA,erbium-doped fiber amplifier）放大后進(jìn)入DPMZM3，設(shè)置 DPMZM3工作在光單邊帶（OSSB,optical-single-side-band）調(diào)制狀態(tài)，將待接收的寬帶射頻（RF,radio frequency）信號(hào)調(diào)制到正一階光邊帶，完成寬帶RF 信號(hào)的電光調(diào)制，如圖3(a)所示。下路的光載波在生成本振光頻梳前先經(jīng)過一個(gè)頻移模塊（OFS,optical frequency shifting），頻移的目的在于使上下各五路信號(hào)下變頻到同一中頻范圍實(shí)現(xiàn)同中頻接收，有效簡化系統(tǒng)的復(fù)雜程度。移頻模塊由一個(gè)強(qiáng)度調(diào)制器（IM,intensity modulator）和一個(gè)光帶通濾波器（OBPF,optical bandpass filter）組成，一個(gè)頻率為fD的單音信號(hào)經(jīng)IM 調(diào)制后將正一階光邊帶提取出，可看作將原光載波中心頻率右移了fD后送入DPMZM2，fD的大小取決于待接收的寬帶RF 信號(hào)的中心頻率。利用同樣的方法設(shè)置DPMZM2中的3 個(gè)直流偏壓（V2a、V2b、V2c），生成本振光頻梳，如圖3(b)所示。

上下兩路信號(hào)經(jīng)偏振合束器（PBC,polarization beam coupler）合成偏振復(fù)用信號(hào)后，利用波分復(fù)用（WDM,wavelength division multiplexed）將攜帶調(diào)制信號(hào)的信號(hào)光頻梳的光邊帶和與其相對應(yīng)的本振光頻梳的光邊帶濾出后送入I/Q 解調(diào)模塊。本方案中2 個(gè)光頻梳的FSR 不同，設(shè)信號(hào)光頻梳的FSR為δ1，本振光頻梳的FSR 為δ2，則δ1?δ2即為每個(gè)子信道的帶寬。在I/Q 解調(diào)模塊中，攜帶調(diào)制信息的每一根信號(hào)光頻梳的頻率可為表示為

其中，β為調(diào)制指數(shù)，An為第n根信號(hào)光頻梳的幅值。每一根本振光頻梳的頻率可表示為

當(dāng)下各個(gè)學(xué)校教育管理信息系統(tǒng)的建設(shè)與構(gòu)成離不開教育部門的重視與推進(jìn)。時(shí)代變革也會(huì)在無形中影響到教育體系，早期板書加粉筆的教學(xué)模式不再適合現(xiàn)今學(xué)生多元化的學(xué)習(xí)需求，教育信息化成為了實(shí)現(xiàn)教育現(xiàn)代化的重要途徑，針對當(dāng)下國內(nèi)各學(xué)校教育信息化建設(shè)的不斷完善，廣大教師也應(yīng)順應(yīng)時(shí)代發(fā)展將本校信息化工作落到實(shí)處。學(xué)校從硬件與軟件兩方面入手，硬件設(shè)施由信息網(wǎng)絡(luò)、用戶終端等基礎(chǔ)設(shè)備構(gòu)成，軟件則由主操作平臺(tái)，各教職部門管理軟件組成[4]。這些教育管理信息化利器及時(shí)、迅速地將學(xué)校現(xiàn)階段各項(xiàng)工作的狀態(tài)與進(jìn)展呈現(xiàn)了出來，從更高的角度進(jìn)行切入?yún)f(xié)助了學(xué)校各系統(tǒng)開展工作，強(qiáng)化了工作效率，降低了工作強(qiáng)度。

其中，Bn為第n根本振光頻梳的幅值。每一個(gè)子信道的中心頻率可表示為

圖3 系統(tǒng)不同工作點(diǎn)的頻譜

其中，fsig(1)和fLO(1)分別表示兩路光梳的第一根梳齒頻率，由式(11)可知，子信道中心頻率不僅和2 個(gè)光頻梳的FSR 相關(guān)，還和光邊帶的階數(shù)相關(guān)。WDM 將偏振復(fù)用信號(hào)濾出后，構(gòu)建I 路和Q 路2 個(gè)通道，每個(gè)通道都經(jīng)過一個(gè)偏振控制器（PC,polarization controller）和一個(gè)偏振分束器（PBS,polarization beam splitter），PBS 的輸出可分別表示為

其中，fRF(t)為被接收的寬帶射頻信號(hào)，α為PC 的主軸偏轉(zhuǎn)角，φ為2 個(gè)正交偏振光的相差。在I 路設(shè)置α=45°，φ=0，在Q 路設(shè)置α=45°，φ=90°，則經(jīng)BPD（balanced photodiode）之后的I 路和Q 路信號(hào)可表示為

經(jīng)過平衡探測后，2 個(gè)通道只剩下I 路和Q 路信息，二階交調(diào)失真（IMD2,the second-order inter modulation distortion）和直流項(xiàng)DC 均被消除，但此時(shí)的信號(hào)由于下變頻到同一中頻（IF,intermediate frequency），會(huì)出現(xiàn)頻譜混疊，即不同子信道的中頻信號(hào)互為鏡像，如圖3(c)所示；利用一個(gè)EHC 可有效抑制鏡像頻率，如圖3(d)所示；最終利用電帶通濾波器將不同子信道所需的中頻信號(hào)濾出，如圖3(e)所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)中用于產(chǎn)生連續(xù)光波的 LD（型號(hào)為EMCORE，1782）波長為1 552 nm，平均功率為17 dBm，線寬為1 MHz，最大RIN 為160 dB/Hz。光載波經(jīng)過一個(gè)50:50 的光偶合器分為上下兩路，上路的光載波進(jìn)入半波電壓為3.5 V 的DPMZM1（型號(hào)為Fujitsu FTM7961）后被一個(gè)40 GHz 射頻信號(hào)調(diào)制，DPMZM1的3 個(gè)偏置電壓分別設(shè)置為V1a=3.15 V，V1b=?6.23 V，V1c=0，即可得到自由頻譜范圍為40 GHz 的五線光頻梳，如圖4 所示。光頻梳平坦度高，外帶抑制比為23.2 dB。上路光頻梳作為信號(hào)光頻梳通過EDFA（型號(hào)為KPS-STD-BT-C-19-HG）進(jìn)行功率補(bǔ)償，噪聲系數(shù)（NF,noise factor）為4.5 dB，五線信號(hào)光頻梳進(jìn)入DPMZM3后被一個(gè)25～30 GHz 的寬帶RF 信號(hào)調(diào)制，該寬帶射頻信號(hào)由任意波形發(fā)生器（型號(hào)為Keysight M9502A）生成，使DPMZM3工作在載波抑制單邊帶調(diào)制狀態(tài)，調(diào)制后的上邊帶信號(hào)如圖5 所示。光頻梳平坦度越高，則被寬帶射頻信號(hào)調(diào)制后的每個(gè)信號(hào)功率大小越相近，可有效減小不同子信道間解調(diào)時(shí)的串?dāng)_影響。外帶抑制比越高，則在光頻梳被寬帶射頻信號(hào)調(diào)制時(shí)，雜帶信號(hào)對有用信號(hào)的干擾越小，便于信號(hào)處理。被寬帶射頻信號(hào)調(diào)制后的信號(hào)光頻梳進(jìn)入一個(gè)32 信道的WDM（型號(hào)為AAWG-C325H41FM），由于信號(hào)光頻梳間隔為40 GHz，而WDM 信道間隔為50 GHz，且信道隔離度超過35 dB，因此，WDM 可作為光帶通濾波器將每一根調(diào)制后的信號(hào)光頻梳濾出。

圖4 五線光頻梳

圖5 經(jīng)寬帶射頻信號(hào)調(diào)制后的上邊帶信號(hào)

下路光載波先進(jìn)入一個(gè)半波電壓為3.5 V 的IM（型號(hào)為Fujitsu FTM7938）進(jìn)行移頻，用于移頻的單音射頻信號(hào)fD由微波信號(hào)源（型號(hào)為N5183A MXG）產(chǎn)生，其中心頻率為26 GHz，令I(lǐng)M 工作在載波抑制雙邊帶狀態(tài)，利用OBPF 濾出正一階光邊帶送入DPMZM2，與上路生成信號(hào)光頻梳設(shè)置同樣的偏置電壓后可得到自由譜范圍為39 GHz 的五線本振光頻梳，利用EDFA 進(jìn)行功率補(bǔ)償后通過PBC將上下兩路信號(hào)耦合為一路偏振復(fù)用信號(hào)，送入同一個(gè)WDM 實(shí)現(xiàn)光頻梳分離，每路輸出信號(hào)分別連接一個(gè)三槳手調(diào)式PC 和一個(gè)PBS，最后使用2 個(gè)BPD 來探測電信號(hào)。整個(gè)鏈路所用光纖均為保偏光纖。

為了證明平衡探測對IMD2 的抑制效果，實(shí)驗(yàn)中采用頻率分別為26 GHz 和26.01 GHz、功率為0的雙音信號(hào)作為輸入，分別分析有無平衡探測的下變頻IF 的頻譜。如圖6(a)所示，未加平衡探測時(shí)，生成2 個(gè)下變頻的基波項(xiàng)（100 MHz 和110 MHz）、三階交調(diào)失真（IMD3、90 MHz 和120 MHz）和功率為?19.6 dBm 的10 MHz IMD2。加入平衡探測后IF信號(hào)的頻譜如圖6(b)所示，其中IMD2 被顯著抑制到?68.1 dBm，比圖6(a)低48.5 dB。同時(shí)，平衡探測后，基波項(xiàng)和IMD3 提高了5.9 dB。

圖6 下變頻IF 信號(hào)

繼續(xù)使用上述雙音信號(hào)測量下變頻的動(dòng)態(tài)范圍。射頻輸入功率的范圍為?35～5 dBm，分別測量基波項(xiàng)、IMD2、IMD3 和噪底的功率。圖7(a)為沒有平衡探測的結(jié)果，其轉(zhuǎn)換增益Gain 為?8.3 dB，NF 為38.6 dB，三階輸入截止點(diǎn)（IIP3,third order input intercept point）為24.2 dBm。盡管SFDR3 達(dá)到但I(xiàn)MD2 始終是主要失真，并將二階SFDR（SFDR2）減少至這影響了系統(tǒng)整體的SFDR。加入平衡探測后的結(jié)果如圖7(b)所示，Gain 為?2.3 dB，改善了6 dB，與理論預(yù)期非常吻合。作為奇數(shù)階失真，IMD3 也增加了約6 dB，因此IIP3 與無平衡探測的結(jié)果幾乎相同。有平衡探測的NF 為36.4 dB，SFDR3 為與無平衡探測相比也有所改進(jìn)。值得一提的是，有平衡探測的SFDR2 達(dá)到了提高了30.3 dB。

圖7 IF 信號(hào)中基波項(xiàng)、IMD2、IMD3 和噪底的輸出功率與RF 輸入功率的關(guān)系

4 結(jié)束語

本文研究了基于相干雙光頻梳的同中頻信道化接收方案，可將一個(gè)5 GHz 帶寬的RF 信號(hào)調(diào)制到光域進(jìn)行傳輸和處理，最終劃分為5 個(gè)帶寬為1 GHz的子信道實(shí)現(xiàn)信道化接收。本文方案中所用的五線光頻梳平坦度高，外帶抑制比高，生成方法簡便且梳齒間隔可以靈活調(diào)節(jié)，若采用DPMZM 級聯(lián)的方式還可成倍增加梳齒數(shù)量。為了簡化系統(tǒng)的復(fù)雜度，本文方案采用的同中頻接收會(huì)導(dǎo)致下變頻后存在較強(qiáng)的鏡像干擾，利用EHC 可有效實(shí)現(xiàn)鏡像抑制，采用的平衡探測方法不僅可以有效抑制二階交調(diào)失真和直流偏移的影響，還能進(jìn)一步提升系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。