微波光子鏡頻抑制混頻系統(tǒng)及芯片技術(shù)

潘時(shí)龍/PAN Shilong

（南京航空航天大學(xué)雷達(dá)成像與微波光子技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，中國(guó) 南京 210016）

(Key Laboratory of Radar Imaging and Microwave Photonics, Ministry of Education, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016, China)

經(jīng)過近百年的發(fā)展，基于電子技術(shù)的微波混頻器已成為目前雷達(dá)、通信、傳感、衛(wèi)星等微波系統(tǒng)中最基礎(chǔ)、最重要的器件之一。以圖1所示的無線通信系統(tǒng)為例，在下行發(fā)射鏈路中，攜帶通信業(yè)務(wù)的中頻（IF）信號(hào)利用混頻器與本振（LO）混頻，實(shí)現(xiàn)頻率的上轉(zhuǎn)換，從而將待發(fā)射的數(shù)據(jù)頻譜搬移至目標(biāo)的工作頻段，以保證有效的電磁輻射。對(duì)于上行接收鏈路，天線接收的高頻射頻（RF）信號(hào)通過混頻器與LO混頻，實(shí)現(xiàn)頻率的下轉(zhuǎn)換，將高頻率處的頻譜分量重新搬移至IF，從而可以使用固定頻率的IF濾波器實(shí)現(xiàn)信號(hào)濾波，提高無線通信系統(tǒng)的靈敏度，并降低后端處理器的處理難度。顯然，混頻器在通信系統(tǒng)中發(fā)揮著不可替代的作用，而混頻器的各項(xiàng)指標(biāo)（如工作帶寬、混頻動(dòng)態(tài)范圍、鏡頻抑制能力等）也將影響整個(gè)無線通信系統(tǒng)的性能。

▲圖1 基于微波混頻器的通信系統(tǒng)一般架構(gòu)

傳統(tǒng)微波混頻通常在電域通過二極管等非線性器件實(shí)現(xiàn)。一個(gè)普遍的不足是混頻器輸出端除了有用的混頻分量外，還會(huì)存在許多不需要的混頻雜散（包括LO/RF泄漏、LO/RF諧波等）。這些無用的混頻雜散將混頻器帶寬限制在較窄的頻率范圍內(nèi)（通常小于一個(gè)倍頻程），而且也影響了混頻器的動(dòng)態(tài)范圍。這也是目前大部分微波系統(tǒng)仍須采用多級(jí)窄帶變頻、多級(jí)窄帶濾波來保證系統(tǒng)具有足夠靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍和雜散抑制的原因。伴隨著下一代無線通信、物聯(lián)網(wǎng)和衛(wèi)星通信等系統(tǒng)的迅猛發(fā)展，傳統(tǒng)微波混頻器在這些方面的問題將更加嚴(yán)峻。

為解決以上問題，20世紀(jì)70年代末微波光子混頻器的概念被提出[1]。微波光子技術(shù)具有瞬時(shí)帶寬大、傳輸損耗低、響應(yīng)平坦、非線性操控靈活和抗電磁干擾等無法比擬的優(yōu)點(diǎn)[2]；因此微波光子混頻器能顯著提升瞬時(shí)帶寬、工作頻率范圍、端口隔離度等。此外，借助光域豐富的頻譜資源，利用波分復(fù)用技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)基于單個(gè)混頻器的多通道并行混頻，從而進(jìn)一步降低混波系統(tǒng)的復(fù)雜度[3]。

經(jīng)過40多年的發(fā)展，盡管微波光子混頻技術(shù)取得了較為顯著的進(jìn)展，已經(jīng)有多個(gè)基于微波光子混頻的應(yīng)用報(bào)道，例如，葡萄牙阿威羅大學(xué)利用微波光子混頻器實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器中的多通道變頻[4]，澳大利亞研究機(jī)構(gòu)利用微波光子多通道混頻實(shí)現(xiàn)飛機(jī)預(yù)警[5]，意大利國(guó)家網(wǎng)絡(luò)實(shí)驗(yàn)室利用微波光子混頻技術(shù)實(shí)現(xiàn)多頻段雷達(dá)收發(fā)信機(jī)[6]，南京航空航天大學(xué)利用微波光子混頻技術(shù)實(shí)現(xiàn)微波光子雷達(dá)系統(tǒng)中的去斜接收[7]等，但是大多數(shù)微波光子混頻器只實(shí)現(xiàn)了最普通的單端混頻功能。單端混頻器雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、實(shí)現(xiàn)方便，但是缺點(diǎn)也很明顯：

（1）與電混頻器類似，電光調(diào)制和光電探測(cè)的非線性效應(yīng)將無差別地產(chǎn)生許多無用的光邊帶分量。由于缺乏對(duì)這些無用邊帶的有效調(diào)控，所以在傳統(tǒng)微波光子單端混頻器的輸出端通常包含許多雜散分量，這降低了工作帶寬也為后續(xù)的信號(hào)處理增加了難度。

（2）光電探測(cè)只能實(shí)現(xiàn)幅度探測(cè)。相位信息經(jīng)光電探測(cè)后將被丟失，因此與相位密切相關(guān)且在微波系統(tǒng)中更為實(shí)用的正交混頻器和鏡頻抑制混頻器等往往很難實(shí)現(xiàn)，這在某種程度上限制了微波光子混頻器在復(fù)雜射頻系統(tǒng)中的應(yīng)用。

本文中，我們?cè)趥鹘y(tǒng)微波光子混頻技術(shù)的基礎(chǔ)上，引入對(duì)光邊帶的幅相調(diào)控以實(shí)現(xiàn)低雜散的寬帶微波光子鏡頻抑制混頻[8]。一方面，通過采用復(fù)雜電光調(diào)制及光濾波等光邊帶幅度操控手段，在光域消除由于電光調(diào)制產(chǎn)生的無用光邊帶，從而消除混頻雜散，提高混頻器的工作帶寬；另一方面采用光子六端口接收機(jī)對(duì)光邊帶引入寬帶且精準(zhǔn)的90°光移相，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)正交混頻及鏡頻抑制混頻。

1 基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器

1.1 混頻原理

圖2給出了本文中我們提出的基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器示意圖。激光器生成的光載波通過光分束器分成兩路，并分別輸入一個(gè)光邊帶選擇器。光邊帶選擇器主要實(shí)現(xiàn)兩個(gè)功能：其一是電光調(diào)制，將RF及LO信號(hào)分別調(diào)制到光載波上；其二是光邊帶的幅度調(diào)控，抑制其他邊帶，只選出RF及LO調(diào)制產(chǎn)生的一個(gè)一階光邊帶。該邊帶選擇器可以通過基于雙平行調(diào)制器的載波抑制單邊帶調(diào)制或者普通電光調(diào)制器輔以光濾波實(shí)現(xiàn)。假設(shè)光載波頻率為C，RF和LO信號(hào)的頻率分別為RF和LO，則上下兩路邊帶選擇器得到的一階邊帶可以表示為：

式（1）中，ES，EL分別為本振光與信號(hào)光的電場(chǎng)，J1(βRF)和J1(βLO)分別為 RF和LO調(diào)制的一階貝瑟爾系數(shù)，βRF和βLO分別為RF和LO的調(diào)制指數(shù)。

上下兩路選出的一階光邊帶作為信號(hào)光和本振光送入基于90光混波器的光子六端口接收機(jī)。類比于微波域的六端口接收機(jī)[9]，光子六端口接收機(jī)的作用是將輸入的信號(hào)光和本振光進(jìn)行耦合，并且在兩者之間引入90°、180°和270°的光相位差；因此，光子六端口接收機(jī)的4路輸出光信號(hào)為：

▲圖2 基于光子六端口接收機(jī)的低雜散微波光子鏡頻抑制混頻器結(jié)構(gòu)圖

式（2）中，I1和I2分別為同相的兩路輸出光信號(hào)，Q1和Q2分別為正交的兩路輸出光信號(hào)。

經(jīng)過光電探測(cè)后得到的4路光電流為：

式（3）中，iI1、iI2、i、iQ2分別為I1、I2、Q1、Q2輸出光信號(hào)經(jīng)光電探測(cè)得到的光電流。

從公式（3）可以看出，經(jīng)過光電探測(cè)后的4路輸出信號(hào)中均包含頻率為ωRF-ωLO的IF分量，所以取任意一路輸出均可實(shí)現(xiàn)最普通的微波光子單端混頻。其次，因?yàn)镮1和I2（或Q1和Q2）之間具有180°的光相位差，所以這兩路對(duì)應(yīng)得到的IF信號(hào)相位相反；因此，取這兩路輸出進(jìn)行平衡探測(cè)即可實(shí)現(xiàn)雙平衡混頻。此外，由于I1（或I2）和Q1（或Q2）之間具有90°（或270°）的光相位差，所以這兩條支路輸出的IF信號(hào)相互正交。若取這兩路混頻輸出即可實(shí)現(xiàn)正交混頻。進(jìn)一步地，如圖2所示，若將兩路正交信號(hào)通過低頻90°微波電橋進(jìn)行正交耦合即可實(shí)現(xiàn)鏡頻抑制混頻。

綜上所述，由于使用光邊帶選擇器進(jìn)行光邊帶幅度調(diào)控，無用的光邊帶（包括光載波、1階RF邊帶、1階LO邊帶及其他高階邊帶）在光電探測(cè)前均被有效去除；因此在混頻器的輸出信號(hào)中只包含有用的IF信號(hào)，RF泄露、LO泄露及高階混頻雜散均被有效抑制。其次，采用光子六端口接收機(jī)進(jìn)行光邊帶相位調(diào)控，可以對(duì)目標(biāo)邊帶引入精準(zhǔn)的光相位調(diào)控，從而實(shí)現(xiàn)正交混頻和鏡頻抑制混頻。值得說明的是，基于90°光混波器的光子六端口接收機(jī)具有更小的幅度不平衡度、更小的相位不平衡度和更大的端口隔離度。尤其是相位不平衡度，相比于傳統(tǒng)的90°微波電橋（約±10°）降低了5倍左右，因此可以保證在足夠大的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)足夠高的鏡頻抑制比。

1.2 混頻結(jié)果

我們搭建了基于圖3的微波光子混頻系統(tǒng)。激光器輸出一個(gè)波長(zhǎng)為1 552.5 nm、功率18 dBm的單頻連續(xù)波光信號(hào)。該光載波通過一個(gè)50：50光分束器分成兩路后，分別送入一個(gè)邊帶選擇器。在本實(shí)驗(yàn)中，邊帶選擇器通過馬赫-曾德爾調(diào)制器（MZM）和光濾波器實(shí)現(xiàn)。其中，MZM（Fujitsu FTM7937）的帶寬為40 GHz，半波電壓小于4 V；光濾波器分別通過可編程光濾波器（Finisar 4000s）和可調(diào)光濾波器（Yenista XTM-50）實(shí)現(xiàn)。RF和LO信號(hào)通過矢量信號(hào)源（Agilent E8267D）產(chǎn)生。上下兩路均選出+1階光邊帶信號(hào)，并且將選出的+1階邊帶作為信號(hào)光及本振光輸入光子六端口接收機(jī)。將光子六端口接收機(jī)由一個(gè)商用90°光混波器（Kylia COH28）實(shí)現(xiàn)。六端口接收機(jī)的I路和Q路分別送入光電探測(cè)器（PD）進(jìn)行光電轉(zhuǎn)換。PD的帶寬為30 GHz，響應(yīng)度為0.85 A/W。PD輸出的正交IF信號(hào)通過90°微波電橋（Krytar 3017360K）進(jìn)行正交耦合，最終實(shí)現(xiàn)鏡頻抑制混頻。

實(shí)驗(yàn)首先論證了光子六端口接收機(jī)的性能。圖3（a）和圖3（b）分別給出了本實(shí)驗(yàn)所用90°光混波器的幅度和相位不平衡度。從圖中可以看出，在6 THz的頻率范圍內(nèi)幅度不平衡度低于1 dB，相位不平衡度低于2。由于寬帶微波信號(hào)經(jīng)電光調(diào)制轉(zhuǎn)換到光域后通常表現(xiàn)為窄帶的光譜分量，所以通過選擇合適的光載波可以進(jìn)一步降低端口的幅度和相位不平衡度，進(jìn)一步證明了光子六端口接收機(jī)寬帶、低幅度不平衡度和低相位不平衡度的優(yōu)勢(shì)。

▲圖3 光子六端口接收機(jī)幅度和相位不平衡度

圖4（a）和圖4（b）給出了上下兩路光邊帶選擇器得到的+1階RF邊帶和+1階LO邊帶。其中RF信號(hào)頻率為16 GHz，功率為5 dBm；LO信號(hào)頻率為13.71 GHz，功率同樣為5 dBm。從圖中可以看出，邊帶選擇器具有較好的邊帶選擇效果，光載波及其他無用的邊帶均處于噪聲以下，抑制比超過40 dB。此外，對(duì)比圖4（a）和圖4（b）可以看出下路得到的光信號(hào)頻譜更加純凈，這是由于下路使用的可調(diào)諧光濾波器（Yenista XTM-50）比上路使用的可編程光濾器（Finisar 4000s）通帶選擇性更好，前者的濾波響應(yīng)邊沿為500 dB/nm，后者的濾波響應(yīng)邊沿小于200 dB/nm。濾波器的性能會(huì)影響光邊帶幅度選擇的優(yōu)劣，影響對(duì)無用邊帶的有效抑制，從而影響整個(gè)混頻系統(tǒng)的雜散抑制效果。

圖5（a）給出了I1和Q1輸出支路經(jīng)光電探測(cè)得到的IF信號(hào)波形。從圖中可以看出，兩路輸出信號(hào)相互正交，且I1路的信號(hào)超前90°，這證明實(shí)現(xiàn)了正交混頻。當(dāng)使用微波電橋?qū)⑦@兩路信號(hào)進(jìn)行正交耦合時(shí)，得到的波形及頻譜如圖6中的實(shí)線所示。為了驗(yàn)證鏡頻抑制效果，將加載的RF信號(hào)頻率改為鏡像信號(hào)的頻率，即11.42 GHz。在該情況下，I1和Q1輸出支路經(jīng)光電探測(cè)得到的波形如圖5（b）所示。盡管兩路信號(hào)依然保持正交，但此時(shí)I1路信號(hào)滯后90°。當(dāng)這兩路IF信號(hào)經(jīng)過同一個(gè)微波電橋進(jìn)行正交耦合時(shí)，得到的波形及頻譜如圖6中的虛線所示。從圖中可以看出，波形幅度較小，功率約為75 dBm，說明該鏡頻抑制混頻器的鏡頻抑制比為60 dB。

為了進(jìn)一步論證該混頻器的可調(diào)諧性，我們對(duì)RF信號(hào)及LO信號(hào)的頻率進(jìn)行了調(diào)節(jié)。圖7給出了LO信號(hào)頻率固定為16 GHz，RF信號(hào)頻率在17～33 GHz范圍內(nèi)調(diào)諧時(shí)得到的IF信號(hào)頻譜圖。從圖中可以看出，該混頻器可以實(shí)現(xiàn)寬帶范圍內(nèi)的頻率變換，并且在后端未使用任何電濾波器的情況下，混頻雜散抑制了約40 dB，說明實(shí)現(xiàn)了低雜散的寬帶微波光子鏡頻抑制混頻。

2 微波光子混頻芯片

▲圖4 光邊帶選擇器輸出信號(hào)的光譜圖

▲圖5 不同輸入信號(hào)下 I1（虛線）和Q1（實(shí)線）支路的輸出波形

▲圖6 鏡頻抑制混頻器效果對(duì)比

盡管如圖3所示的微波光子混頻器能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶、低雜散和高鏡頻抑制比的鏡頻抑制混頻，但是和大部分的微波光子系統(tǒng)類似，該系統(tǒng)仍然是基于分立元器件搭建，具有較大的成本、體積和功耗，無法與目前高度集成的電混頻器相比擬；因此，微波光子混頻器的小型化和集成化是未來的發(fā)展趨勢(shì)。目前有部分文獻(xiàn)報(bào)道，例如美國(guó)麻省大學(xué)報(bào)道了基于磷化銦（InP）基的微波光子混頻集成芯片[10]，比利時(shí)安特衛(wèi)普航空公司基于硅上三五族的光子集成技術(shù)將鎖模激光器、調(diào)制器、探測(cè)器等集成到硅基芯片上，實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星系統(tǒng)中的多頻段變頻[11]。

2.1 硅基光子集成的六端口接收機(jī)

本文中，我們?cè)谏鲜龉ぷ鞯幕A(chǔ)上，實(shí)現(xiàn)了硅基光子集成的六端口接收機(jī)[12]。該硅基光子六端口接收機(jī)的版圖和芯片照片如圖8（a）和圖8（b）所示。該芯片采用了比利時(shí)微電子研究中心（IMEC）的iSiPP25G有源工藝平臺(tái)。該光子六端口接收機(jī)由兩個(gè)垂直光柵耦合器、一個(gè)24多模干涉器和兩對(duì)平衡探測(cè)器（BPD）組成，芯片面積僅0.21 mm2（0.3 mm× 0.7 mm）。其中，垂直光柵耦合器用來將信號(hào)光和本振光從光纖耦合進(jìn)芯片，其1 dB工作帶寬約20 nm，并且在1 550 nm處的單端耦合損耗約6.5 dB。24多模干涉器用來實(shí)現(xiàn)90°光混波器的功能，其三維結(jié)構(gòu)如圖8（c）所示。為了降低相位和幅度誤差，多模干涉區(qū)采用了脊型波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，刻蝕深度為70 nm，多模干涉區(qū)寬度為13.7 m，長(zhǎng)度為115.5 m，脊波導(dǎo)兩側(cè)的波導(dǎo)寬度為3 m。圖8（d）給出了信號(hào)光與本振光在多模干涉器中的模場(chǎng)分布。從圖中看出，信號(hào)光和本振光在多模干涉器中可以有效分開并在輸出端口進(jìn)行耦合。通過仿真可知，該24多模干涉器的相位不平衡度在整個(gè)C波段波長(zhǎng)范圍內(nèi)小于5。BPD通過將兩個(gè)單端鍺硅PD級(jí)聯(lián)，并將其中一個(gè)PD進(jìn)行反接實(shí)現(xiàn)。根據(jù)BPD的工作原理，光電轉(zhuǎn)換得到的光電流將在片上實(shí)現(xiàn)相減，因此可以有效減小共模噪聲，提高系統(tǒng)的信噪比。單個(gè)鍺硅PD測(cè)得的響應(yīng)度為0.5 A/W，3 dB帶寬超過40 GHz。

2.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

將光子六端口接收機(jī)應(yīng)用于圖3所示的微波光子混頻系統(tǒng)，以驗(yàn)證該六端口接收機(jī)的混頻性能。圖9（a）給出了本振頻率為10 GHz，RF頻率為10.01 GHz時(shí)六端口接收機(jī)的輸出信號(hào)頻譜。從圖中可以看出，I路和Q路得到的10 MHz IF功率幾乎相同，說明該集成光子六端口接收機(jī)具有較小的幅度不平衡度。圖9（b）給出了此時(shí)對(duì)應(yīng)的輸出波形，從波形可以看出兩路輸出信號(hào)相互正交，并且Q路超前I路90°。當(dāng)這一對(duì)正交的IF信號(hào)通過低頻微波電橋耦合在一起時(shí)，得到的IF信號(hào)頻譜和波形如圖9（c）所示。為驗(yàn)證鏡頻抑制效果，實(shí)驗(yàn)中把RF信號(hào)頻率切換成鏡像頻率，即9.99 GHz。在該情況下，片上六端口接收機(jī)輸出的IF信號(hào)頻譜如圖9（d）所示，對(duì)應(yīng)的波形如圖9（e）所示。從波形可以看出兩路輸出信號(hào)仍然相互正交，但此時(shí)I路超前Q路90°。當(dāng)使用同一個(gè)微波電橋進(jìn)行正交耦合時(shí)得到的頻譜和波形如圖9（f）所示。此時(shí)波形的幅度幾乎為0 mV，功率低于110 dBm，這說明實(shí)現(xiàn)了鏡頻抑制混頻，且鏡頻抑制比大于40 dB。

▲圖7 本振頻率固定在16 GHz、射頻頻率在17～33 GHz調(diào)諧時(shí)輸出的中頻信號(hào)頻譜

▲圖8 硅基光子六端口接收機(jī)結(jié)構(gòu)

▲圖9 硅基光子六端口接收機(jī)的混頻性能

由于該光子六端口接收機(jī)具有大于40 GHz的工作帶寬，所以只需采用大于40 GHz的電光調(diào)制器即可實(shí)現(xiàn)40 GHz帶寬的微波光子鏡頻抑制混頻。此外，盡管本文中我們僅展示了硅基光子六端口集成芯片，但是高速電光調(diào)制器（例如大于50 GHz的微環(huán)調(diào)制器和電吸收調(diào)制器）和光濾波器（微環(huán)濾波器或波導(dǎo)光柵等）均可在硅基平臺(tái)上實(shí)現(xiàn)；所以，集成度更高的微波光子鏡頻抑制混頻芯片也將成為可能。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文中，我們針對(duì)傳統(tǒng)微波光子混頻器雜散大和無法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜混頻功能的難點(diǎn)，提出了基于光邊帶幅相調(diào)控的低雜散微波光子混頻方法。一方面通過光邊帶幅度操控在光域消除對(duì)混頻沒有貢獻(xiàn)的無用光邊帶分量，抑制混頻雜散；另一方面通過基于光子六端口接收機(jī)的光邊帶相位調(diào)控方法引入精準(zhǔn)的光相位差，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)微波光子正交混頻和鏡頻抑制混頻。最后提出并實(shí)現(xiàn)了用于微波光子混頻的硅基集成光子六端口接收機(jī)芯片，展示了硅基光子集成技術(shù)在高性能微波光子混頻芯片方面的應(yīng)用。