基于時頻域介電響應混合的絕緣診斷裝置

汪亮，云浩，李洋，高軒，馬回明，張大寧

(1.中核武漢核電運行技術股份有限公司,湖北 武漢 430000;2.電力設備電氣絕緣國家重點實驗室(西安交通大學)，陜西 西安 710049；3.中核核電運行管理有限公司,浙江 嘉興 314300)

0 引言

高壓電力設備運行狀態(tài)的有效評估及其絕緣缺陷類型的準確判斷是保證設備安全和電網(wǎng)運行可靠性的關鍵課題[1—2]。早在1990年，K.Jonscher教授[3]就已提出介電響應理論，并在近十幾年開始應用于電力設備絕緣狀態(tài)檢測領域。介電響應絕測方法主要包括：極化與去極化電流(polarization and depolarization current,PDC)法[4—5]、恢復電壓(return voltage meter,RVM)法[6]及頻域介電譜(frequency domain spectroscopy,FDS)法[7]。介電響應絕緣檢測方法可以獲取介質的缺陷位移、離子位移、局部電矩取向、空間電荷態(tài)和價電子云畸變等信息，并能有效表征極性固體和高分子結構中空間電荷的運動規(guī)律[8]。

PDC法通過研究極化電流與去極化電流隨時間的變化規(guī)律，分析不同極化類型的松弛時間分布[9]。PDC法具有測試速度快等優(yōu)點，在電力設備絕緣狀態(tài)現(xiàn)場評估方面得到廣泛應用[10]。相比于PDC法，F(xiàn)DS法具有包含絕緣信息豐富、測量電壓低、抗干擾能力強等優(yōu)勢[11]，但低頻段FDS測量會耗費大量時間，為現(xiàn)場測試帶來諸多不便。文獻[12—13]的研究表明，單一頻域或時域分析均難以全面地獲得電介質的絕緣特征，設法求取介電響應函數(shù)表達式是評估電介質絕緣真實狀況的關鍵。綜上，PDC法測試時間短但包含絕緣信息較少；FDS法低頻段測試時間長，但完整的FDS曲線包含絕緣信息豐富。

現(xiàn)有頻域介電譜測量設備主要分為2類，其中一類可以實現(xiàn)極寬頻率范圍(3 μHz～3 GHz)的介電譜高精度測量，但該儀器僅局限于實驗室材料級測試，無法現(xiàn)場應用；另一類適用于介電響應現(xiàn)場測試，F(xiàn)DS法在大型電力設備現(xiàn)場檢測中發(fā)揮重要作用。然而現(xiàn)有產(chǎn)品低頻段測試曲線波動較大，現(xiàn)場電磁干擾嚴重時誤差較大，且測試時間長達54 min，由于商業(yè)保密原因，其設計方案公布較少。

文中在介電響應理論研究基礎上設計了一套基于時頻域混合法的絕緣檢測裝置。在低頻段采用PDC法，通過微電流測量電路獲得時域下的電流信號?；跁r頻域轉換算法對時域信號進行處理，獲得頻域下電介質的損耗因數(shù)。文中研制的微電流檢測裝置采用對稱差分結構，通過屏蔽優(yōu)化與電磁兼容設計，可實現(xiàn)皮安級微電流的準確測量。高壓可控電源由線性級聯(lián)放大器組成，可提供峰峰值800 V、波形任意可調的高電壓，以滿足FDS和PDC混合測試的需要。對變壓器油紙絕緣套管模型進行試驗測量，驗證了所設計的檢測裝置的準確性。

1 測試原理分析

1.1 介電響應原理

FDS測試是將常規(guī)工頻電容量及介質損耗角正切值的測量擴展到頻域范圍(0.1 mHz～10 kHz)[7]?，F(xiàn)有儀器截止頻率為1 mHz的完整FDS測試流程大約需要50 min完成，測試基本原理如圖1所示。

圖1 FDS測量電路原理示意Fig.1 Schematic diagram of FDS measurement circuit principle

頻域介質損耗角正切值tanδ表示為：

(1)

式中：ε0為真空介電常數(shù)；εr為相對介電常數(shù)；σ0為直流電導率；ω為角頻率。

基于復介電常數(shù)引入復電容C*(ω)，復電容可通過頻域介電譜測量得到。

I(ω)=iωC*(ω)U(ω)

(2)

復電容可表示為：

C*(ω)=C′(ω)-iC″(ω)=C0{ε′r(ω)-i[ε″r(ω)+σ0/ε0ω]}

(3)

式中：C0為真空平板電極的幾何電容，F(xiàn)。tanδ簡化為:

(4)

復電容虛部中主要包含直流電導損耗。對于油紙絕緣電介質而言，復電容虛部又包含了雜質離子的電導損耗、偶極子轉向損耗及界面極化損耗等。因此通過對介電參量進行測試，可間接反映電介質的絕緣狀態(tài)。

由上述可得，F(xiàn)DS通過測試全頻段的介質損耗來反映絕緣信息。超低頻段的FDS結果可以有效反映含水量及老化程度對電導損耗的影響規(guī)律。然而超低頻段(如1 mHz需16 min)測試耗時長，整個FDS流程接近1 h，顯然增加了現(xiàn)場檢修的實施難度。

PDC測試是測量待測試品在階躍響應下的極化電流與去極化電流，PDC測量電路原理如圖2所示，典型外施電壓與PDC電流曲線圖3所示。

圖2 PDC測量電路原理示意Fig.2 Schematic diagram of PDC measurement circuit principle

圖3 介質外施電壓與PDC電流曲線Fig.3 Applied voltage and PDC current curves of the dielectric

對于待測試品在，t=0時施加階躍電壓Uc，則極化電流ipol(t)可表示為:

ipol(t)=C0Uc[σ0/ε0+ε∞δ(t)+f(t)]

(5)

式中:C0為真空幾何電容；δ(t)為沖擊函數(shù)，一般在PDC測試中無法測量，故可忽略；f(t)為電介質在外施電壓下的極化特性。因此極化電流可表示為:

(6)

施加階躍電壓一段時間tc后，短接電極。根據(jù)疊加定理，此時可等效為極板兩端施加了極性相反的階躍電壓Uc，此電壓產(chǎn)生的電場也稱為內建電場。因此可得到去極化電流為：

idepol(t)=-C0Uc[f(t)-f(t+tc)]

(7)

式(6)及式(7)即為PDC測試的基本原理。對于油紙絕緣復合電介質，極化電流中主要包括了電導電流、瞬時極化電流及松弛極化電流等。不考慮內建電場的作用，去極化電流中，主要包括瞬時極化電流及松弛極化電流。

現(xiàn)有儀器在實際測試過程中，由于去極化電流測試過程中沒有外加激勵源，去極化電流極其容易受到外界干擾產(chǎn)生感應電流，從而導致去極化電流的測量值與真實值出現(xiàn)較大偏差。

1.2 時頻域介電譜轉換

當tc較大時，式(7)中f(t+tc)遠遠小于f(t)，故f(t+tc)項可以忽略不計，此時去極化電流值和介質響應函數(shù)f(t)成正比?？紤]到去極化電流可以用式(8)進行擬合：

(8)

式中：αi，τi分別為擬合系數(shù)和時間常數(shù)，由相應的絕緣電阻和電容決定，i=1對應絕緣的體極化，i=2對應無定形與晶體的界面極化，i=3對應絕緣老化過程中造成的界面中金屬鹽、極性基團和水合離子的極化。因此介質響應函數(shù)f(t)的表達式可以改寫為：

(9)

對式(9)全電流進行快速傅里葉變換(fast Fourier transform，F(xiàn)FT)，可得頻域中的電流表達式：

(10)

顯然，F(xiàn)(ω)為介電響應函數(shù)頻域表達式,則全電流的頻域表達式：

(11)

式中：χ′(ω)，χ″(ω)分別為極化率的實部和虛部；復介電常數(shù)ε(ω)=ε′(ω)-jε″(ω)，因此介質損耗角正切為：

(12)

2 時頻域法測量硬件設計

現(xiàn)有的介電響應測量儀器存在輸出電壓低、電流測量誤差大及抗干擾性能差等弊端，限制了介電響應方法在現(xiàn)場的推廣應用。文中首先從放大器設計入手，通過提高輸出電壓的幅值及線性度，提高介電響應測試的信噪比。其次，通過主動誤差抑制結構提高了微電流測量精度及抗干擾能力。

2.1 放大電路

文中放大電路采用線性級聯(lián)拓撲結構，將主放大電路單元多級串聯(lián)，從而實現(xiàn)高電壓輸出，為變壓器絕緣狀態(tài)檢測提供激勵源。主放大電路選用OPA454高壓運算放大器，其工作電壓可達100 V，具有精度高、單位增益穩(wěn)定的優(yōu)點。主放大電路單元原理如圖4所示，分為左側和右側2個具有相同電路結構的對稱部分。輸入電壓信號經(jīng)左、右兩側電路分別放大20倍，但兩側的電壓極性相反，因此，左右兩側的輸出電壓可以進行疊加，最終一級主放大電路可將輸入信號放大40倍。

圖4 主放大電路原理Fig.4 Schematic diagram of the main amplifier circuit principle

主放大電路左側部分電路中，A1、A4為2個電壓跟隨運算放大器，其輸出電壓隨輸入信號的變化而變化；V01，V02分別為A4、A1的輸出電壓波形曲線。2組電壓跟隨器輸出電壓之差為常數(shù)(100 V)，為中間運算放大器A2和A3供電。同理，右側部分電路中，A5，A8為電壓跟隨運算放大器，二者輸出電壓之差為常數(shù)(100 V)，為中間運算放大器A6和A7供電，這種供電方式可以使放大電路具有更高幅值的輸出電壓。運算放大器A3形成一個電壓跟隨器，跟隨A2的輸出電壓以增加電路電流輸出能力。同時，左側電路中運算放大器A1和達林頓管構成AB類放大器，運算放大器A1和A4具有單一極性的輸出電壓，從而避免了交越失真對測試精度的影響[17]。

圖5 跟隨運放輸出波形Fig.5 Output waveforms of the following OP-AMP

對于FDS法，施加在試樣上交流電場與信號源相比，應在5 kHz內增益穩(wěn)定并且無相移。因此文中采用多個主放大電路單元級聯(lián)的模式，若主放大電路串聯(lián)級數(shù)為n，則級聯(lián)放大器的放大倍數(shù)可達40n倍，且串聯(lián)級數(shù)不會引起放大器輸出通頻帶的改變。

圖6為級聯(lián)放大器電路結構示意，其中AMP1，AMP2，…，AMPn為各級主放大電路；Opto1，Opto2，…，Opton為光耦隔離模塊；HV代表高壓。相比于多級運算放大器，級聯(lián)線性放大器具有增益穩(wěn)定、在一定頻段內無附加相移且壓擺率隨級聯(lián)單元數(shù)增加而增大的優(yōu)點，因而更符合文中設計要求。

圖6 級聯(lián)電路示意Fig.6 Schematic diagram of the cascaded circuit

2.1.1 多級放大器

多級放大器的放大倍數(shù)為：

(13)

式中：AUi為各級的放大倍數(shù)；AU為電路的總放大倍數(shù)。電路的總相移是各級電路相移之和，即：

(14)

下限截止頻率為：

(15)

上限截止頻率為：

(16)

壓擺率為18 V/μs。

2.1.2 級聯(lián)放大器

級聯(lián)放大器的放大倍數(shù)為：

(17)

級聯(lián)放大器的相移為：

φ≈φ1≈φ2≈…≈φn

(18)

下限截止頻率為：

fL≈fL1≈fL2≈…≈fLn

(19)

上限截止頻率為：

fH≈fH1≈fH2≈…≈fHn

(20)

壓擺率為18×2nV/μs,n=1,2,3，…。

2.2 對稱差分微電流測量電路

常用的電流測量方法是通過跨導放大器(trans impedance amplifier,TIA)[18]將電流信號轉化為電壓信號進行分析測量，也稱直接轉換方法。采用直接轉換方法對微電流進行測量時，運算放大器的輸入電阻是限制測量精度的關鍵因素。運算放大器的輸入電阻較大時，流入運算放大器的電流較小，測量結果與真實值之間的誤差較小。因此，微電流檢測電路所選用運算放大器的輸入電阻應盡可能大，而失調電壓和偏置電流則越小越好[19]，同時運算放大器應具有較高的共模抑制比。微電流檢測同時包含直流微電流檢測和交流微電流檢測[20]，為使測量電路的輸出隨輸入信號線性變化，運算放大器壓擺率的絕對值須大于輸入信號的變化斜率，因此通常選擇壓擺率較大的運算放大器，以避免非線性誤差引起的信號畸變。

此外，運算放大器固有的靜態(tài)誤差如偏置電流、失調電流、偏置電壓和失調電壓，以及電阻的熱噪聲、PN結的散彈噪聲、1/f噪聲等動態(tài)誤差均會對微電流的測試精度造成影響。

文中設計了對稱差分微電流測量電路，可有效抑制工頻干擾和溫度漂移等因素對測量精度的影響，電路結構如圖7所示。

圖7 對稱差分微電流測量電路Fig.7 Symmetrical differential microcurrent measurement circuit

電阻RP1和RP2阻值相同，U1，U2和U3組成差分結構的等效放大器。由于U1和U2具有相同的電路拓撲結構，因此二者偏置電流的溫度漂移量大致相等，且隨溫度升高，偏置電流幅值的差異越小。同時U1和U2的反饋電阻阻值相同，則由反饋電阻引入的輻射和傳導干擾引起的誤差電壓幅值接近。與U1相比，U2芯片所對應的誤差計算等效電路沒有反相端待測電阻，其輸入電阻可視為無窮大。由于反饋電阻和待測阻抗數(shù)值差距在100倍左右，因此經(jīng)過差分抑制結構后靜態(tài)誤差減少了90%以上，并且隨著溫度的升高，誤差抑制效果更加明顯。圖8為微電流檢測電路示意。

圖8 微電流檢測電路示意Fig.8 Schematic diagram of micro current detection

3 實驗驗證與結果分析

3.1 儀器性能測試

文中所設計的時頻域混合絕緣狀態(tài)檢測裝置結構如圖9所示。儀器采用直接數(shù)字頻率合成(direct digital synthesis,DDS)技術，由多路合成信號源、級聯(lián)放大器、微電流測量模塊、同步采集器、供電電源及上位機等組成。整個測試系統(tǒng)為懸浮地，通過供電電源模塊中的變壓器與外部交流供電端隔離。上位機與下位機通過隔離串口通信。同步數(shù)據(jù)采集模塊與工控結合結合，用于進行信號采集、儀器控制、數(shù)據(jù)分析及狀態(tài)評估等工作。同步采集處理后的信號傳遞到上位機，對信號進行進一步處理，完成電壓/電流幅值、相位差、介損角正切及復電容實部的計算。時頻域混合絕緣狀態(tài)檢測裝置實物如圖10所示。

圖9 時頻域混合絕緣狀態(tài)檢測裝置結構示意Fig.9 Schematic diagram of the time-frequency domain hybrid insulation condition detection device

圖10 時頻域混合絕緣狀態(tài)檢測裝置Fig.10 Time-frequency domain hybrid insulation condition detection device

圖11為一單元和雙單元級聯(lián)放大器的幅頻特性和相頻特性曲線，可以看出，放大器在多單元級聯(lián)時，通頻帶和穩(wěn)定增益區(qū)間保持不變。

圖11 放大器幅頻和相頻特性曲線Fig.11 The amplitude frequency and phase frequency characteristic curves

圖12為絕緣檢測狀態(tài)裝置多次測量結果的相對標準差?？芍瑑x器的電壓幅值誤差在整個頻段內較小，最大不超過0.06%。而電流幅值、tanδ及復電容實部的誤差曲線具有相同趨勢，呈現(xiàn)低頻段較大，高頻段較小的分布規(guī)律，且三者誤差最大不超過2%。

圖12 多次測量結果的相對標準差Fig.12 Relative standard deviation of multiple measurements

3.2 時頻域轉換對比

利用文中所設計的時頻域混合絕緣狀態(tài)檢測裝置對圖13所示油浸紙變壓器套管電容芯子模型進行測試，待測樣品與測試儀接線原理如圖9所示。套管模型水分含量4%，測試所加電壓為140 V。在時域測量過程中，通過延時繼電器控制充電通斷時間，同時控制微電流檢測電路及采樣模塊，在1～1 000 s區(qū)間內每間隔1 s進行采樣，得到1 000個數(shù)據(jù)點。根據(jù)香農(nóng)采樣定理，為避免信號頻譜混迭，頻率上限值應為0.5 Hz。將所得時域數(shù)據(jù)進行FFT變換，得到極化電流在頻域下的波形。對頻域下電壓和電流信號的測試結果進行分析計算，最終可得頻域范圍內待測模型的介質損耗曲線。

圖13 變壓器套管實驗模型Fig.13 The tested transformer bushing model

圖14 (a)為極化去極化電流的時域測量結果，圖14(b)將時頻域混合法的介損測量曲線與頻域法(IDAX300)進行了對比。

圖14 時頻域混合法測量結果Fig.14 Time-frequency domain hybrid method

由圖14(b)可知，隨頻率減小，兩曲線之間差值開始增大，其原因如下：在介損曲線的低頻部分，采用時頻域混合法測量時，對待測樣品施加單一極性電壓，而頻域法測量時則施加交流電壓，外施電壓會引起待測樣品中電荷的遷移或發(fā)生離子積聚。隨著交流電壓極性的反轉，電荷運動的方向也會反轉，由此引起介質損耗的增加，且頻率越低，這一過程的持續(xù)時間越久，2種測量方式下曲線間的差異越大。

4 結語

文中研制了一套基于時頻域介電響應混合的絕緣診斷裝置，在低頻段，通過時頻域轉換算法從時域電流信號獲得頻域下的介質損耗因數(shù)，從而實現(xiàn)低頻段的加速測試，解決現(xiàn)場測試耗時長、效率低的問題。裝置采用線性級聯(lián)放大器實現(xiàn)高帶寬、低諧波畸變率的高電壓輸出，設計具有對稱差分結構的微電流測量電路，有效抑制溫度及工頻干擾對測量的影響，實現(xiàn)皮安級微電流的準確測量。線性級聯(lián)放大器中采用AB類混合放大器，避免了交越失真的影響，增大了診斷裝置的輸出電流，使裝置有望用于更大容量電力設備的現(xiàn)場測試。通過對變壓器套管模型進行實驗測試，并與IDAX300測試結果進行對比，驗證了文中所研制時頻域混合絕緣狀態(tài)診斷裝置的準確性。

未來還需對本設備的測試方法及準確度進行更深層次的研究和分析，考慮絕緣狀態(tài)等因素對測試結果的影響，并開發(fā)電力設備狀態(tài)檢測人機交互系統(tǒng)，從而實現(xiàn)絕緣狀態(tài)的智能診斷與評估。