20Gbps以上傳輸速率互連系統(tǒng)受控ISI設(shè)計(jì)方法

范 波，聞春國(guó)譯

(1.西南科技大學(xué)外國(guó)語(yǔ)學(xué)院，四川綿陽(yáng)，621010；2.四川華豐企業(yè)集團(tuán)有限公司，四川綿陽(yáng)，621000)

1 引言

為了支持當(dāng)前計(jì)算與通訊系統(tǒng)的高帶寬要求，無(wú)源互連器件必須具有高速數(shù)據(jù)傳輸能力。目前，芯片-芯片與背板鏈路帶寬受到無(wú)源器件(封裝、板卡、連接器等)帶寬的限制，而不受發(fā)射器和接收器中有源線路運(yùn)行速度的限制。由于連接器及其周邊器件內(nèi)在損耗與彌散機(jī)理，互連系統(tǒng)在帶寬上受到限制。這些非理想狀態(tài)在低成本封裝、PCB和連接器技術(shù)中更為明顯。圖1(a)是常見(jiàn)連接器中各種信道長(zhǎng)度對(duì)應(yīng)的插入損耗。

除衰減外，由于通孔、連接器、焊球和短截線等所造成的不連續(xù)也嚴(yán)重地限制了信道帶寬。這種帶寬限制結(jié)構(gòu)中的一些并不是信號(hào)通路的一部分，它們的存在僅僅是因?yàn)橛挟a(chǎn)品制造或機(jī)械結(jié)構(gòu)方面的要求。例如常見(jiàn)背板中的過(guò)孔短截線和絲焊的塑料焊球陣列封裝中的電鍍短截線，它們就沒(méi)有任何電氣方面的用途。由于這些過(guò)孔和電鍍短截線帶來(lái)諧振，因而明顯地降低了信道的工作帶寬，見(jiàn)圖1(b)。

現(xiàn)在，我們可以設(shè)計(jì)阻抗受控的互連系統(tǒng)，使得通過(guò)互連器件的信號(hào)數(shù)據(jù)速率提高。此外，借助于精確的補(bǔ)償技術(shù)也可以大大減輕連接器、焊球和短截線等所造成的不連續(xù)性。不過(guò)，隨著數(shù)據(jù)傳輸速率的提高，這種補(bǔ)償效應(yīng)卻在不斷減弱。因?yàn)樵摷夹g(shù)在本質(zhì)上只適用于窄帶寬的情形，并且難以抑制隨著數(shù)據(jù)速率提高而產(chǎn)生的總體信道衰減。而信道輸性能的改善也會(huì)大幅增加其成本。

另一種減輕ISI效應(yīng)的方法是使用信道均衡方法?？蓪?duì)于短截線長(zhǎng)度較長(zhǎng)的低成本互連技術(shù)而言，其零頻特性可能會(huì)在使用簡(jiǎn)單的均衡方法時(shí)遇到問(wèn)題。這就需要用到復(fù)雜的芯片上數(shù)字信號(hào)處理線路來(lái)解決。一種備選方案是使用多級(jí)信令的方式并將數(shù)據(jù)壓縮進(jìn)窄小的帶寬中。然而，多級(jí)信令不僅降低了其信噪比(SNR)，也加大了定時(shí)恢復(fù)線路的復(fù)雜程度，并使得系統(tǒng)能耗相應(yīng)增加。

有一種備選方案與上述消除ISI的技術(shù)不同，即控制ISI并將其塑形為某種已知模式，從而在接收器處高效地檢出信號(hào)。在這種備選方案中，設(shè)計(jì)連接系統(tǒng)的目標(biāo)是使用印制線和過(guò)孔短截線對(duì)信道響應(yīng)進(jìn)行塑形。這樣，系統(tǒng)就能獲得所需要的特性，能夠傳輸更高的數(shù)據(jù)速率，并且使發(fā)射器和接收器的結(jié)構(gòu)更加簡(jiǎn)單。

(a)典型信號(hào)的插入損耗對(duì)不同鏈路長(zhǎng)度作圖

(b)絲焊PBGA封裝的插入損耗對(duì)2.6mm到4.5mm長(zhǎng)的電鍍短截線作圖圖1 常見(jiàn)低成本連接器的插入損耗

2 尖端鏈路的設(shè)計(jì)

在高速鏈路設(shè)計(jì)中，通常使用均衡與信號(hào)處理技術(shù)來(lái)減輕ISI影響。均衡可以補(bǔ)償信道與頻率有關(guān)的損耗、板卡與封裝中長(zhǎng)的印制線的彌散以及因元件過(guò)載而造成的彌散。圖2以框圖形式顯示了一條尖端鏈路。線性反饋均衡器與判定反饋均衡器通常都存在于目前的系統(tǒng)中。線性均衡器是一個(gè)使用參數(shù)可調(diào)的線性濾波器來(lái)補(bǔ)償信道失真的正向輸送均衡器(FFE)。它可以作為發(fā)射器預(yù)加重與/或接收器均衡來(lái)使用，如圖3所示。盡管接收器均衡有許多優(yōu)點(diǎn)，但每秒千兆位級(jí)并行總線最簡(jiǎn)單且效益最高的方法還是傳輸預(yù)加重型。傳輸預(yù)加重通過(guò)預(yù)加重輸入信號(hào)的高頻部分從而補(bǔ)償該信道的低通量特性，見(jiàn)圖3中的傳輸均衡器的傳輸函數(shù)圖。不過(guò)，發(fā)射器用信號(hào)振幅組的一部分來(lái)產(chǎn)生緊跟主符號(hào)后的預(yù)成形符號(hào)，從而降低SNR。有發(fā)射與接收線性均衡的系統(tǒng)，其性能可以簡(jiǎn)單地通

圖2 一條尖端鏈路的框圖

過(guò)時(shí)域或頻域的線性分析來(lái)確定。我們可以通過(guò)將濾波器作為并行發(fā)射器集成到各驅(qū)動(dòng)模塊上的模擬技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)加重濾波器的構(gòu)造。

判定反饋均衡器(DFE)是一種使用先前判定來(lái)消除由先前檢出的符號(hào)對(duì)當(dāng)前要檢出符號(hào)所造成的ISI的非線性均衡器。使用DFE的高速互連器件的單比特響應(yīng)(SBR)情況如圖4所示。DFE無(wú)法消除前置ISI的影響，因?yàn)樗鼈兇嬖谝蚬P(guān)系。因此，DFE通常需要與FFE成對(duì)使用。DFE是消除后置ISI最有效的方法，因?yàn)樗c發(fā)射FFE相反，并不會(huì)減小發(fā)射峰值的電壓配額，也不會(huì)放大信道噪聲。不過(guò)，如果使用了DFE，那么在設(shè)計(jì)最初(幾個(gè))后驅(qū)DFE分接頭時(shí)線路設(shè)計(jì)的主要挑戰(zhàn)將是在一個(gè)(或少數(shù)幾個(gè))單位時(shí)間間隔內(nèi)關(guān)閉反饋回路的計(jì)時(shí)，如圖5(a)所示。這個(gè)問(wèn)題對(duì)于第一個(gè)FDE分接頭而言尤其明顯，因?yàn)樗邮盏男盘?hào)必須要檢測(cè)，再乘以相應(yīng)的權(quán)重系數(shù)，并從輸入信號(hào)中減去，所有這些僅在一個(gè)單位時(shí)間內(nèi)完成。在20Gbps下的2-PAM鏈路中，單位時(shí)間間隔可能僅有50ps那么短。因此，在高速鏈路中最開(kāi)始的DFE分接頭通常未被移除，或者通過(guò)先行計(jì)算來(lái)展開(kāi)反饋回路并增加回路中的時(shí)延。

圖3 沿發(fā)射與接收線性均衡器的信道傳輸函數(shù)

圖4 采用3個(gè)分接頭時(shí)DFE中第2～4后驅(qū)體單比特響應(yīng)

在分接頭數(shù)量為一個(gè)且回路展開(kāi)的DFE中，每個(gè)周期要進(jìn)行兩次判定。一個(gè)比較電路按照假定前一個(gè)接收到的信號(hào)為1的情形對(duì)當(dāng)前接收到的信號(hào)進(jìn)行判定；另一個(gè)比較電路按照假定前一個(gè)接收到的碼元為0的情形對(duì)當(dāng)前接收到的信號(hào)進(jìn)行判定。一旦我們知道前一個(gè)碼元為何，就能選擇正確的比較電路輸出。圖5(b)中所示的是一個(gè)分接頭數(shù)量為一個(gè)且回路展開(kāi)的DFE。回路展開(kāi)的DFE在兩個(gè)調(diào)節(jié)過(guò)的眼位上做出兩次判定，這一過(guò)程是通過(guò)使用以最初的后驅(qū)分接頭ISI大小作為補(bǔ)償?shù)牟蓸悠鱽?lái)進(jìn)行的。圖6(a)和(b)分別顯示了上眼圖和下眼圖。這兩個(gè)眼位分開(kāi)的程度與最初的后驅(qū)分接頭ISI成比例?；芈氛归_(kāi)DFE中的定時(shí)限制要在一個(gè)單位的時(shí)間間隔中容納一個(gè)正反器和一個(gè)復(fù)用器；這在20Gbps的情況下仍然是一項(xiàng)挑戰(zhàn)。分接頭數(shù)量超過(guò)1時(shí)，展開(kāi)回路所需要的取樣器的數(shù)量會(huì)以2分接頭數(shù)量的方式增加，因此應(yīng)盡量避免展開(kāi)分接頭數(shù)量在一個(gè)以上的回路。

(a)標(biāo)準(zhǔn)DFE (b)回路展開(kāi)的DFE圖5 DFE反饋回路中的時(shí)延

3 ISI受控鏈路設(shè)計(jì)

3.1 局部響應(yīng)信令

我們假設(shè)通訊信道中的ISI現(xiàn)象非常嚴(yán)重，以至于在信號(hào)通過(guò)信道時(shí)，前一個(gè)碼元被疊加在當(dāng)前的碼元上。也就是說(shuō)，在n時(shí)刻所接收到的信息Yn由公式(1)來(lái)確定：

Yn= Xn+ Xn-1

(1)

在這里，Xn為時(shí)刻n時(shí)所發(fā)射的符號(hào)。對(duì)2-PAM系統(tǒng)而言，如果Xn與Xn-1相等，那么所接收到的信號(hào)要么為0要么就為2，否則就為1。因此，如果我們知道Xn-1是什么，我們就能用常規(guī)DFE或回路展開(kāi)的DFE來(lái)找出Xn是什么?；蛘?，我們也可以在發(fā)射器發(fā)射信號(hào)之前在該處進(jìn)行以下的簡(jiǎn)單預(yù)編碼：

境內(nèi)丘陵起伏、溝谷縱橫，且大部分區(qū)域坡度陡，極易產(chǎn)生水力土壤侵蝕。區(qū)內(nèi)地質(zhì)出露中生界、新生界地層，中生界侏羅系紅色地層出露較為完全（除無(wú)自流井組以外），遍及全市各縣（市、區(qū)），有 7 210km2，占總面積的90%。中生界陸相碎屑沉積的紅色沙、泥巖，因含泥質(zhì)較多、沉積年代新、固結(jié)程度差，風(fēng)化最為嚴(yán)重，風(fēng)化深20～30 m。尤其是侏羅系的遂寧組紅色泥巖風(fēng)化更嚴(yán)重，風(fēng)化深30～50m，分布在雁江、安岳、樂(lè)至大部，面積為3 382km2，占總面積的42.5%。簡(jiǎn)陽(yáng)石盤(pán)水庫(kù)曾出現(xiàn)壩基斷裂破碎帶，風(fēng)化深度達(dá)50 m。丘陵區(qū)的沙、泥巖侵蝕更為嚴(yán)重，溝壑密布，沖積扇遍及溝口，隨處可見(jiàn)侵蝕地貌。

Yn= Yn⊕Xn

(2)

(a)上部眼位 (b)下部眼位圖6 所接受到的經(jīng)過(guò)調(diào)制的眼位

式中，⊕代表XOR運(yùn)算，并且傳遞的是Yn而非Xn。這樣，我們就很容易證明接收器處的水平2和0對(duì)應(yīng)于Xn= 0，且不論Xn-1的值為何、水平1均對(duì)應(yīng)于Xn= 1。因此，在發(fā)射器上進(jìn)行的編碼就獻(xiàn)出了在接收器處使用DFE的需要；而且該過(guò)程無(wú)需增加發(fā)射器電壓凈空要求，這是因?yàn)榘l(fā)射序列仍然由1和0所組成。這種信令方式稱為雙二進(jìn)制信令，首先是由Lender提出的。如果信道特性并非如此，我們可以在發(fā)射器處使用一個(gè)線性FFE來(lái)對(duì)信道進(jìn)行預(yù)編碼，使得信道符合雙二進(jìn)制ISI模式。故在系統(tǒng)中，我們通常在信道特性近似于雙二進(jìn)制信道時(shí)才使用雙二進(jìn)制信令。雙二進(jìn)制信令已經(jīng)在一塊較長(zhǎng)的FR4背板上通過(guò)了10Gbps及更高速率驗(yàn)證。同樣也存在適用于其他信道的其他響應(yīng)信令。表1列出了雙二進(jìn)制、雙碼、改型雙二進(jìn)制和2類等少數(shù)常見(jiàn)的幾種局部響應(yīng)系統(tǒng)的特性。

表1 一些局部響應(yīng)系統(tǒng)特性

(a)頻域響應(yīng) (b)時(shí)域響應(yīng)圖7 頻域特性和少數(shù)幾種部分響應(yīng)系統(tǒng)脈沖響應(yīng)：雙二進(jìn)制(類型1)、雙碼、修正型雙二進(jìn)制和類型2

(a)雙二進(jìn)制 (b)類型2圖8 數(shù)據(jù)速率20Gbps的(a)雙二進(jìn)制和(b)類型2的部分響應(yīng)信號(hào)眼圖

圖7(a)和(b)顯示雙二進(jìn)制、雙碼、改型雙二進(jìn)制和2類的頻率響應(yīng)及脈沖響應(yīng)。雙二進(jìn)制信道是一個(gè)零頻為Ω=π/T的低通量濾波器，雙碼信道是一個(gè)零頻為Ω=0的高通量濾波器。改型雙二進(jìn)制信道是一個(gè)零頻同時(shí)為Ω=0和Ω=π/T的通頻帶。2類信道也是一個(gè)零頻為Ω=π/T的低通量系統(tǒng)，只是其頻響衰減波形與雙二進(jìn)制信道不同。雙二進(jìn)制的眼圖與2類系統(tǒng)的眼圖分別見(jiàn)圖8(a)和(b)。

3.2 多頻音信令

上述局部響應(yīng)方法利用了在信道頻率響應(yīng)第一個(gè)陷波之前的信道帶寬的一部分。但在第一個(gè)纖波之后，信道頻率響應(yīng)有可能恢復(fù)為非零值，比如頻率響應(yīng)為1+e-jπfT的雙二進(jìn)制信道就是如此。事實(shí)上，頻率響應(yīng)中的陷波間隔距離相等，均為(2k+i)/2T；可以用于信號(hào)傳輸?shù)念~外信道帶寬存在于每?jī)蓚€(gè)陷波之間，因?yàn)殡p二進(jìn)制傳輸并沒(méi)有使用該位置。在這種情況下，我們可以傳輸由雙二進(jìn)制流和通頻帶流所組成的多頻音序列。

最近，業(yè)界提出了一種適用于高速鏈路的多頻音新架構(gòu)，稱為模擬多頻音(AMT)。圖9(a)中所示的是一種簡(jiǎn)化的三通道型AMT系統(tǒng)。我們將輸入碼元流與三條子流并列放置，各子流的速度為總比特率的三分之一。接下來(lái)，各子流均被調(diào)至各自的載波頻率上，合并后的信號(hào)通過(guò)線路發(fā)送。圖9(b)為各子信道在接收器輸入端頻率響應(yīng)示意圖。AMT系統(tǒng)中所有的載波頻率均為子流碼元速率的整數(shù)倍。當(dāng)ISI不存在時(shí)，子流在接收器中用混合器和整合器彼此分隔開(kāi)來(lái)。在出現(xiàn)ISI的實(shí)際系統(tǒng)中，正向輸送均衡器別放置在各子流的發(fā)射器處，以維持接收器處各子流之間的正交狀態(tài)。發(fā)射器處的混合器也與發(fā)射均衡器整合在一起，并且在數(shù)字域中發(fā)揮作用。與常見(jiàn)的非歸零(NRZ)系統(tǒng)相似，AMT系統(tǒng)中的每條子流可以在接收器處配備一個(gè)DFE，DFE甚至可以存在于各子流之間，以消除后置的信道間干擾(ICI)。不過(guò)，AMT中的DFE以子流速率運(yùn)行，其速率只是系統(tǒng)總比特率的幾分之一。因此，時(shí)序約束就減輕了很多。在雙二進(jìn)制信道1+e-jπfT上，如果子流速率被設(shè)定等于T，那么，信道會(huì)在發(fā)射器輸出端延遲整合信號(hào)達(dá)一個(gè)完整的子流周期，并將其疊加至自身。不過(guò)，由于各載流頻率為1/T的整數(shù)倍，該運(yùn)算并不影響子流之間保持正交狀態(tài)。因此，各子流在接收器處被混合與整合后，各子流將作為雙二進(jìn)制序列被分開(kāi)。因此，我們可以在發(fā)射器的各子流上進(jìn)行雙二進(jìn)制編碼，以簡(jiǎn)化各子流的信號(hào)檢測(cè)。

(a)三通道AMT系統(tǒng) (b)子信道頻率響應(yīng)圖9 三通道AMT系統(tǒng)與子信道頻率響應(yīng)

4 受控ISI信道工程設(shè)計(jì)

高速鏈路信道通常在均衡技術(shù)的幫助下盡力消除ISI的系統(tǒng)。這樣的系統(tǒng)不僅結(jié)構(gòu)相當(dāng)復(fù)雜，還非常耗能。此外，這種鏈路信道通常通量較低，并伴有高頻規(guī)律性急劇衰減。雖然它們與第三部分中的低通量部分響應(yīng)信道類似，但并非完全一樣。即使ISI消除型信道陷波類似于雙二進(jìn)制系統(tǒng)陷波，其陷波頻率也可能不符合目標(biāo)信號(hào)速率。因此，為了創(chuàng)造等效的部分響應(yīng)信道，在發(fā)射器處設(shè)置一定量的均衡是有必要的，而這樣做也意味著能量消耗的提高，并降低其信噪比。

圖10 使用一條短截線來(lái)對(duì)信道傳輸函數(shù)進(jìn)行塑形

圖10(a)表示帶有單條短截線的互連系統(tǒng)，短截線用來(lái)調(diào)節(jié)其傳輸特性。通過(guò)改變短截線長(zhǎng)度和阻抗可以改變系統(tǒng)響應(yīng)波形。短截線的長(zhǎng)度決定零頻，其阻抗影響衰減，如圖10(b)和(c)所示。短截線長(zhǎng)度與初次零頻關(guān)系見(jiàn)公式(3)。

(3)

添加多條短截線，我們就能非常近似地獲得所需的光譜形狀，并可通過(guò)短截線長(zhǎng)度和阻抗在多個(gè)點(diǎn)位修改信道的特性參數(shù)。因此，在各個(gè)短截線位置，信道的特征阻抗可以改變。圖11(a)表示配有兩條短截線的互連系統(tǒng)。其中一條短截線可以代表一種不連續(xù)狀態(tài)，作為信道的一個(gè)部分且無(wú)法移除。我們可以有意地添加另一條短截線來(lái)改變信道的響應(yīng)。在短截線之前及之后的印制線的長(zhǎng)度分別為l1=50mm和l3=25mm。兩條短截線的長(zhǎng)度均為l4=l5=14.5mm。通過(guò)調(diào)整短截線之間的距離，我們可以明顯改變互連系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，如圖11(b)所示。圖中的曲線1是添加第二條短截線之前的信道響應(yīng)。當(dāng)短截線之間的距離為10mm時(shí)，我們得到了曲線2所示的平坦的信道響應(yīng)。不過(guò)，當(dāng)距離設(shè)置為5.0mm和2.5mm時(shí)，信道響應(yīng)在更高的頻率處出現(xiàn)峰值，參見(jiàn)曲線3和4。因此，我們可以通過(guò)短截線及短截線反射的相互作來(lái)大幅改變互連系統(tǒng)的總體信道特性。

圖11 使用多條短截線對(duì)信道傳輸函數(shù)進(jìn)行塑形

5 案例分析：一條6英寸FR4芯片- 芯片互連器件

圖12(a)中是我們將在本文中研究的芯片-芯片互連系統(tǒng)示意圖。該互連器件由一條6英寸FR4 PCB印制線、兩個(gè)低成本塑料封裝、PCB和封裝過(guò)孔和寄生元器件(Ci和Ri)，以及短截線組成。隨著信號(hào)通過(guò)信道傳播，所有這些元器件都會(huì)使信號(hào)發(fā)生衰減與彌散。為了對(duì)數(shù)千兆赫茲級(jí)頻率的信道進(jìn)行分析，我們?yōu)樾诺乐袩o(wú)源和有源器件建立了精確的模型。圖12(b)是一個(gè)點(diǎn)-點(diǎn)差分互連系統(tǒng)的電路示意圖，其中有傳輸線路、終端和一個(gè)主驅(qū)動(dòng)的簡(jiǎn)單模型。我們將研究不同傳輸方法在該通訊信道上的性能，以驗(yàn)證此方法的有效性。

(a)互連系統(tǒng)

(b)信道模型圖12 芯片到芯片互連系統(tǒng)和信道模型

5.1 常見(jiàn)發(fā)射與接收均衡

(a)頻率響應(yīng)

(b)單比特響應(yīng)圖13 發(fā)射與接收均衡

第一種減輕ISI效應(yīng)的方法是使用均衡技術(shù)。圖13(a)中所示的是目標(biāo)數(shù)據(jù)速率為20Gb/s的系統(tǒng)在進(jìn)行均衡前以及進(jìn)行功率受約束的發(fā)射均衡后的傳輸函數(shù)。低成本封裝上的電鍍短截線在大約14GHz處給信道傳輸函數(shù)帶來(lái)了一個(gè)短截。因?yàn)檫@個(gè)原因，發(fā)射均衡器不得不大幅衰減傳輸數(shù)據(jù)的低頻部分，并使得總體的均衡后傳輸函數(shù)變得扁平。這導(dǎo)致SNR在接收端產(chǎn)生嚴(yán)重?fù)p失。圖13(b)中所示的是系統(tǒng)原始SBR和均衡后的SBR。圖14(a)和(b)分別為使用標(biāo)準(zhǔn)DFE均衡后的眼圖，以及使用一個(gè)分接頭且回路展開(kāi)的DFE均衡后的眼圖。盡管使用標(biāo)準(zhǔn)DFE所接收到的眼圖顯示出一定程度的張開(kāi)，但使用回路展開(kāi)的DFE很明顯地改善了系統(tǒng)的電壓余量和時(shí)間余量。

(a)使用標(biāo)準(zhǔn)DFE

(b)使用分接頭數(shù)量為一個(gè)的回路展開(kāi)的DFE圖14 有發(fā)射與接收均衡的眼圖

5.2 雙二進(jìn)制信令的信道工程設(shè)計(jì)

第二種方法是通過(guò)在板卡和封裝上設(shè)計(jì)印制線短截線來(lái)改變信道特性，并以此來(lái)匹配雙二進(jìn)制系統(tǒng)特性，如圖15所示。設(shè)計(jì)這些短截線的目的是在系統(tǒng)最大工作頻率下設(shè)置零值。我們可以調(diào)整印制線的長(zhǎng)度與阻抗來(lái)控制響應(yīng)的頻率特性形狀。短截線印制線長(zhǎng)度為3.75mm。

圖15 改變互連系統(tǒng)整體特性的封裝和PCB實(shí)例

圖16(a)中所示的是理想雙二進(jìn)制、原有和修正后系統(tǒng)的傳輸函數(shù)。修正后的傳輸函數(shù)非常匹配雙二進(jìn)制系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，并且在10GHz的奈奎斯特頻率上出現(xiàn)零值。盡管原系統(tǒng)的傳輸函數(shù)顯示在10GHz可以傳輸更多的能量，但I(xiàn)SI非常嚴(yán)重，以至于無(wú)法可靠地傳輸速率為20Gbps的數(shù)據(jù)。改進(jìn)后的系統(tǒng)引入了總量受控的ISI，因此系統(tǒng)在不需要任何發(fā)射或接收均衡器的情況下就表現(xiàn)出電壓余量和時(shí)間余量上的極大改善，如圖16(b)所示。

(a)理想雙二進(jìn)制、原信道和修正后信道與頻率的函數(shù)關(guān)系

(b)修正后的眼圖圖16 修正后信道與頻率的函數(shù)關(guān)系圖及眼圖

(a)修正型芯片到芯片互連系統(tǒng)

(b)發(fā)射和接收的波形圖17 信號(hào)通路眼圖、發(fā)射波形和接收器處的波形

在高頻下，頻譜內(nèi)容減少，局部響應(yīng)信令具有更好的抗串?dāng)_、抗反射特性以及較低的電磁干擾(EMI)。局部響應(yīng)信令可以降低所需的最大頻率，因?yàn)樗试S總量受控的ISI存在。

圖17(a)中所示的是芯片到芯片系統(tǒng)從輸入到輸出的信號(hào)通道眼圖。傳輸媒介將二進(jìn)制NRZ碼元轉(zhuǎn)化為雙二進(jìn)制或2類多級(jí)相關(guān)碼元。圖17(b)中是修正后的二進(jìn)制數(shù)據(jù)模式和接收到的波形。我們通過(guò)信道時(shí)延來(lái)改變輸入波形，以此顯示信道對(duì)于輸入的影響。輸出碼元為發(fā)射器所發(fā)出的當(dāng)前碼元與前面的碼元之和。

5.3 AMT信令的信道工程設(shè)計(jì)

圖18表示原有信道頻率響應(yīng)(分貝)和損耗角正切。對(duì)頻率響應(yīng)仔細(xì)檢查后顯示，信道響應(yīng)在第一次陷波頻率后開(kāi)始反彈，達(dá)到損耗角正切，與圖10(b)中的情況類似。不過(guò)，其響應(yīng)由于信道中斷的存在而受到抑制。如果沒(méi)有這些其他的不連續(xù)，信道響應(yīng)會(huì)在第一次陷波后反彈至損耗角正切，在20GHz以下時(shí)，其衰減小于20dB。因此，第一次陷波后，部分可用信道傳輸容量就浪費(fèi)了。本節(jié)所研究的第三種方法即是延長(zhǎng)封裝上電鍍短截線的長(zhǎng)度，將主陷波頻率移至低頻，如圖18所示。雖然這樣的修正降低了第一次陷波前信道的帶寬，但這也使信道響應(yīng)在受到其他不連續(xù)抑制值前可反彈至損耗角正切。

至此，信道在可用頻率上的頻率響應(yīng)主要取決于一條單短截線，而短截線又具有周期性頻率響應(yīng)，便在15GHz時(shí)產(chǎn)生又一個(gè)陷波。結(jié)果與圖9(b)類似，5GHz到15GHz之間的全通頻帶信道都打開(kāi)了，可以用AMT發(fā)射器來(lái)完成通頻帶信號(hào)傳輸。AMT系統(tǒng)要求采用三條信道(一條10Gb/s雙二進(jìn)制基帶信道和兩條正交10Gb/s雙二進(jìn)制通頻帶信道)，以達(dá)到總計(jì)30Gb/s的數(shù)據(jù)速率。圖19(a)-(c)表示優(yōu)化后的AMT系統(tǒng)在該信道上的三條子流的眼圖。

圖18 原有和改進(jìn)后的頻率響應(yīng)

由于改進(jìn)后的信道并不會(huì)像理想的雙二進(jìn)制信道那樣完全恢復(fù)至0dB，AMT系統(tǒng)需要具備一定數(shù)量的信號(hào)傳輸均衡器，或在接收器前端加裝一個(gè)線性均衡器(10GHz時(shí)，增益為10dB)。AMT系統(tǒng)的接收器同樣需要在各子流上配置一個(gè)分接頭數(shù)量為一的DFE；該DFE回路時(shí)間為200ps，以消除各子流第二次后驅(qū)ISI。雖然這種方法增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性，但其數(shù)據(jù)速率比前一種方法高出50%。圖20是均衡后降頻轉(zhuǎn)換前三條子流在接收器輸入端的信號(hào)響應(yīng)。

6 結(jié)論

本文論述了一種高速芯片-芯片通信互連器件受控ISI設(shè)計(jì)方法。我們利用常見(jiàn)封裝與板卡技術(shù)中的非理想特性來(lái)形成互連系統(tǒng)的信道響應(yīng)。這使得常見(jiàn)互連器件可以在最小的帶寬下傳送較高數(shù)據(jù)速率的信號(hào)，并通過(guò)局部響應(yīng)和多音頻信令方式抑制計(jì)時(shí)不準(zhǔn)問(wèn)題。局部響應(yīng)信令還表現(xiàn)出更好的抗串?dāng)_、抗EMI和抗反射特性。

圖19 第一、第二和第三子流眼圖

圖20 三條AMT子流在接收器輸入端的均衡響應(yīng)

通過(guò)上述設(shè)計(jì)方法，我們可以采用低成本的常見(jiàn)封裝和板卡技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)20Gbps以上的下一代數(shù)據(jù)傳輸。我們還通過(guò)雙二進(jìn)制與模擬多頻音(AMT)的信令方法給出設(shè)計(jì)示例，以驗(yàn)證這種方法的有效性和優(yōu)勢(shì)。