基于超級(jí)電容器與有源電力濾波器組合的電能質(zhì)量治理裝置及其控制研究

龍禮蘭，安友彬，張 敏，吳明水

（株洲中車(chē)時(shí)代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

微電網(wǎng)（micro-grid）是由分布式電源、儲(chǔ)能裝置、負(fù)荷、電能轉(zhuǎn)換裝置、監(jiān)控和保護(hù)裝置等組成的小型發(fā)配電系統(tǒng)。微電網(wǎng)既可并網(wǎng)運(yùn)行，也可獨(dú)立運(yùn)行；其對(duì)外表現(xiàn)為一個(gè)獨(dú)立受控單元，可同時(shí)滿足用戶對(duì)供電安全和電能質(zhì)量方面的要求。

并網(wǎng)型微電網(wǎng)在運(yùn)行中由大電網(wǎng)維持電壓和頻率的穩(wěn)定，其主要目標(biāo)是進(jìn)行經(jīng)濟(jì)優(yōu)化運(yùn)行。微電網(wǎng)能量管理系統(tǒng)（energy management system，EMS）根據(jù)發(fā)電預(yù)測(cè)和負(fù)荷預(yù)測(cè)結(jié)果，結(jié)合地區(qū)電網(wǎng)峰平谷時(shí)間段安排，在用電低谷期，選取蓄電池或超級(jí)電容器等設(shè)備進(jìn)行儲(chǔ)能；在用電高峰期，優(yōu)先利用風(fēng)電或光伏發(fā)電等可再生能源，其次利用儲(chǔ)能設(shè)備在用電低谷期儲(chǔ)存的電能，這樣可使微電網(wǎng)運(yùn)行的經(jīng)濟(jì)性最優(yōu)。微電網(wǎng)儲(chǔ)能設(shè)備主要具有充放電、削峰填谷以及平滑分布式電源出力波動(dòng)的功能，其充放電工作周期較長(zhǎng)（一般為24 h），在周期內(nèi)多數(shù)時(shí)間儲(chǔ)能設(shè)備處于“閑置”狀態(tài)，使得設(shè)備利用率和投資回報(bào)率不高；同時(shí)，微電網(wǎng)中含有大量的電力電子變流裝置，不可避免會(huì)產(chǎn)生諧波污染、電壓波動(dòng)等電能質(zhì)量問(wèn)題，一般會(huì)配置一定比例的有源電力濾波器（active power filter，APF）進(jìn)行動(dòng)態(tài)諧波抑制和無(wú)功補(bǔ)償[1-4]，而傳統(tǒng)APF 由于直流側(cè)采用電解電容器，無(wú)法提供有功支撐。本文利用超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)與APF 兩者在主電路拓?fù)渖系南嗨菩?，將超?jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)與APF 的諧波治理功能相結(jié)合，探索研究一種應(yīng)用于微電網(wǎng)場(chǎng)景下的綜合電能質(zhì)量治理裝置。

文獻(xiàn)[5]在常規(guī)APF 直流側(cè)增加了儲(chǔ)能單元，工作時(shí)先對(duì)儲(chǔ)能單元充電，再由APF 輸出給定的電流信號(hào)，從實(shí)現(xiàn)無(wú)功補(bǔ)償、諧波治理功能，但其不輸出有功功率，未能充分挖掘儲(chǔ)能單元的有功支撐作用。文獻(xiàn)[6]研究了一種基于超導(dǎo)儲(chǔ)能的改進(jìn)型APF，其直流側(cè)的穩(wěn)壓電源由AC/DC 環(huán)節(jié)、DC/DC 環(huán)節(jié)和超導(dǎo)磁體組成，不僅具備無(wú)功補(bǔ)償、諧波治理功能，還可提供有功功率輸出；但直流側(cè)超導(dǎo)儲(chǔ)能系統(tǒng)控制復(fù)雜，構(gòu)造成本較高。文獻(xiàn)[7]提出一種滿足微電網(wǎng)多功能需求的電池儲(chǔ)能系統(tǒng)，主電路結(jié)構(gòu)由串聯(lián)逆變器和并聯(lián)逆變器構(gòu)成，通過(guò)控制策略實(shí)現(xiàn)串聯(lián)補(bǔ)償諧波電壓、并聯(lián)補(bǔ)償諧波電流及適量有功/無(wú)功功率；但裝置的控制策略復(fù)雜，實(shí)際推廣應(yīng)用存在一定局限性。

本文考慮在微電網(wǎng)應(yīng)用場(chǎng)景下，將超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)與APF 直流側(cè)進(jìn)行組合，提出組合裝置中超級(jí)電容第1 級(jí)直流變換和逆變橋第2 級(jí)交流變換的控制策略，以使得該組合裝置可以根據(jù)需要分別具備功率調(diào)節(jié)、無(wú)功補(bǔ)償與諧波治理的功能。

1 超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)和有源電力濾波器工作原理分析

圖1 包含超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Micro-grid structure including super-capacitor energy storage system

圖1 示出微電網(wǎng)系統(tǒng)的一個(gè)典型構(gòu)成，主要包含了分布式電源、儲(chǔ)能系統(tǒng)、負(fù)荷、電能質(zhì)量治理裝置等設(shè)備。超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)由超級(jí)電容器組、雙向DC/DC 模塊和DC/AC 模塊組成，其可在并網(wǎng)運(yùn)行期間存儲(chǔ)多余電能，在離網(wǎng)運(yùn)行期間釋放電能、調(diào)節(jié)功率平衡，從而維持微電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行[8]。

超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的直流側(cè)通過(guò)雙向DC/DC 模塊連接超級(jí)電容器組，實(shí)現(xiàn)電壓升降變換和電能雙向流動(dòng)；通過(guò)逆變橋連接微電網(wǎng)，調(diào)節(jié)逆變橋輸出電壓的幅值與相角即可實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能系統(tǒng)的充放電控制。

APF 的主電路拓?fù)渑c超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的相似，主要區(qū)別是APF 逆變橋直流側(cè)為電容器，而超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的一般為電化學(xué)電池等直流電源，但兩者所發(fā)揮的電壓支撐作用是一樣的。APF 的工作原理和控制方法[9-10]與儲(chǔ)能系統(tǒng)的有所區(qū)別：APF 相較于儲(chǔ)能系統(tǒng)增加了諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)，通過(guò)輸出反向諧波來(lái)達(dá)到治理諧波的效果；由于儲(chǔ)能系統(tǒng)輸出工頻電流，而APF 需要輸出高頻反向諧波電流，所以APF 對(duì)逆變橋開(kāi)關(guān)頻率以及電流響應(yīng)速度的要求高于儲(chǔ)能系統(tǒng)。APF 的結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 有源電力濾波器結(jié)構(gòu)Fig.2 Active power filter structure

2 超級(jí)電容器與APF 組合裝置工作原理及控制方法

2.1 超級(jí)電容器與APF 組合裝置工作原理

利用超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)與APF 在主電路拓?fù)渖系南嗨菩砸约霸诠δ苌系幕パa(bǔ)性，將超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)與APF 直流側(cè)進(jìn)行組合，形成一個(gè)具有功率調(diào)節(jié)、諧波治理與無(wú)功補(bǔ)償功能的組合裝置。組合裝置主要包含超級(jí)電容器組、雙向DC/DC 模塊、DC/AC 逆變模塊和DSP控制系統(tǒng)，其總體結(jié)構(gòu)如圖3 所示。其中，超級(jí)電容器組為雙電層電容器結(jié)構(gòu)，具有電容值大、充放電壽命長(zhǎng)、充放電速度快及可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，能滿足微電網(wǎng)頻繁、快速功率調(diào)節(jié)的需求。超級(jí)電容器可以通過(guò)串、并聯(lián)方式進(jìn)行擴(kuò)容；其在充放電時(shí)，端電壓變化范圍較寬。

針對(duì)超級(jí)電容電壓等級(jí)低、變化范圍寬的特點(diǎn)，選用雙向DC/DC 模塊作為超級(jí)電容器組與主電路之間的直流升降壓變換環(huán)節(jié)。雙向DC/DC 模塊采用Buck-Boost 雙向變換器結(jié)構(gòu)，充電時(shí)工作在Buck 模式，放電時(shí)工作在Boost 模式，從而實(shí)現(xiàn)能量在超級(jí)電容器和DC/AC 模塊直流母線之間的雙向流動(dòng)。組合裝置主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意如圖4 所示。

圖3 組合裝置總體框圖Fig.3 Overall block diagram of the combined device

圖4 組合裝置主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Main circuit topology of the combined device

超級(jí)電容器組通過(guò)雙向DC/DC 模塊接入DC/AC 模塊直流側(cè)，這樣DC/AC 模塊直流側(cè)為超級(jí)電容儲(chǔ)能單元，而不是儲(chǔ)能系統(tǒng)直流側(cè)的常規(guī)直流電源。DSP 控制系統(tǒng)根據(jù)運(yùn)行狀況和外部指令，執(zhí)行雙向DC/DC 模塊和DC/AC 模塊的控制策略后，生成直流變換環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)所需的脈沖觸發(fā)信號(hào)。

DSP 控制系統(tǒng)由信號(hào)檢測(cè)與采集單元、模式識(shí)別與控制單元、輸出通信單元組成。其中，信號(hào)檢測(cè)與采集單元采集微電網(wǎng)公共連接點(diǎn)PCC 處的并離網(wǎng)信號(hào)、網(wǎng)側(cè)電壓與電流信號(hào)、內(nèi)部電壓與電流信號(hào)等；模式識(shí)別與控制單元根據(jù)微電網(wǎng)運(yùn)行狀況和能量管理系統(tǒng)指令，分析判斷組合裝置應(yīng)工作于功率調(diào)節(jié)工作模式還是諧波治理工作模式，并執(zhí)行不同工作模式下雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊相應(yīng)的控制策略；輸出通信單元輸出PWM 脈沖觸發(fā)信號(hào)給驅(qū)動(dòng)電路并提供對(duì)外通信接口。

2.2 雙向DC/DC 模塊控制

雙向DC/DC 模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5 所示，當(dāng)V1 和VD2 關(guān)斷而V2 和VD1 開(kāi)通時(shí)，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式；當(dāng)V1 和VD2 開(kāi)通而V2 和VD1 關(guān)斷時(shí)，雙向DC/DC 模塊工作于Buck 降壓模式。升壓與降壓模式電路拓?fù)涫且粯拥?，只是電感電流iL方向不同。以降壓模式為例，得到狀態(tài)空間平均法數(shù)學(xué)模型為

式中：L——儲(chǔ)能電感；C——直流側(cè)電容；iL——儲(chǔ)能電感電流；udc——直流側(cè)電容電壓；D——開(kāi)關(guān)導(dǎo)通比；Ri——超級(jí)電容器組的等效內(nèi)阻；usc——超級(jí)電容器組的電容電壓；R——負(fù)載電阻。

圖5 雙向DC/DC 模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意Fig.5 Topology schematic diagram of bidirectional DC/DC module

穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，Boost 模式與Buck 模式下電壓升降表達(dá)式為

式中：DBoost——Boost 模式下的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通比；DBuck——Buck 模式下的開(kāi)關(guān)導(dǎo)通比。

當(dāng)V1 和V2 在一個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)互補(bǔ)時(shí)，即DBuck+DBoost=1，則上述電壓升降表達(dá)式是一樣的。雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式還是Buck 降壓模式取決于電感電流iL的方向。

雙向DC/DC 模塊控制目標(biāo)是維持直流側(cè)電容電壓恒定。結(jié)合超級(jí)電容組輸出電壓公式u1=usc+RiiL和式（3），有

當(dāng)DBuck＞usc/udc時(shí)，雙向DC/DC 模塊工作于Buck降壓模式，iL＞0，功率由直流側(cè)電容器流入超級(jí)電容器；當(dāng)DBuck＜usc/udc時(shí)，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式，iL＜0，功率由超級(jí)電容器流入直流側(cè)電容器；當(dāng)DBuck=usc/udc時(shí)，iL瞬時(shí)值為零，表示雙向DC/DC 模塊處于Buck 降壓與Boost 升壓兩種模式的切換過(guò)程。

雙向DC/DC 模塊的單端穩(wěn)壓控制原理如圖6 所示，其中udcref為直流側(cè)電容電壓參考值，其與直流側(cè)電容電壓實(shí)時(shí)值相減后通過(guò)調(diào)節(jié)器得到直流側(cè)電容電流參考信號(hào)i*Cref。根據(jù)電流升降關(guān)系式iL=iC/DBuck和式（3）推導(dǎo)出式（5）所示電感電流參考值i*Lref，i*Lref經(jīng)過(guò)限值處理后與實(shí)際電感電流iL進(jìn)行比較，其偏差被輸入至PI 比例積分調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)再經(jīng)過(guò)PWM 發(fā)生器得到雙向DC/DC 模塊的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。實(shí)際仿真結(jié)果表明，增加i*Cref到i*Lref的控制環(huán)節(jié)，可使電壓控制穩(wěn)定性更好、超調(diào)量更小。

圖6 雙向DC/DC 模塊控制框圖Fig.6 Control block diagram of bidirectional DC/DC module

2.3 DC/AC 模塊控制

DC/AC 模塊的雙閉環(huán)控制原理如圖7 所示，其中由模式1 電壓外環(huán)和前饋解耦電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制被稱為諧波治理工作模式；由模式2 功率外環(huán)和前饋解耦電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制被稱為功率調(diào)節(jié)工作模式。圖中，S1 和S2 為DC/AC 模塊外環(huán)控制的切換開(kāi)關(guān)，此開(kāi)關(guān)通過(guò)軟件邏輯控制而實(shí)現(xiàn)；為保證組合裝置在兩種工作模式切換過(guò)程的輸出不突變，將上一模式的外環(huán)輸出量作為下一模式的外環(huán)初始值。

圖7 基于復(fù)合功能的DC/AC 雙閉環(huán)控制框圖Fig.7 Current loop control block diagram based on compound correction

諧波治理工作模式相當(dāng)于處于APF 工作狀態(tài)。根據(jù)三相電路瞬時(shí)無(wú)功功率理論，經(jīng)過(guò)ip和iq運(yùn)算方式進(jìn)行諧波與無(wú)功電流檢測(cè)。前饋解耦電流內(nèi)環(huán)中為系統(tǒng)需要跟蹤的諧波與無(wú)功參考電流，為系統(tǒng)需要跟蹤的有功參考電流，而iq為實(shí)際輸入的諧波與無(wú)功電流，id為實(shí)際輸入的諧波與有功電流。該工作模式的重要前提是將直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定在一定范圍內(nèi)。直流側(cè)電容電壓與實(shí)際值的偏差經(jīng)PI 調(diào)節(jié)后得到有功電流指令，其被合成到參考電流指令中，經(jīng)過(guò)PWM 調(diào)節(jié)器，獲得與微電網(wǎng)幅值相等、相位相反的諧波與無(wú)功電流；而有功電流分量使組合裝置與微電網(wǎng)進(jìn)行少量有功功率交換，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電容的恒壓控制。

功率調(diào)節(jié)工作模式為：組合裝置根據(jù)微電網(wǎng)能量管理系統(tǒng)下達(dá)的充電或放電指令進(jìn)行恒定有功/無(wú)功調(diào)節(jié)控制。其由外部給定需要跟蹤的有功參考功率P*和無(wú)功參考功率Q*，P和Q為組合裝置實(shí)際發(fā)生的實(shí)時(shí)功率。給定功率值與實(shí)際功率值的偏差經(jīng)各自PI 調(diào)節(jié)器輸出有功、無(wú)功電流參考信號(hào)，通過(guò)前饋解耦電流內(nèi)環(huán)獲得d軸和q軸參考電壓信號(hào)和，最后經(jīng)過(guò)PWM 調(diào)節(jié)器產(chǎn)生DC/AC 模塊所需的脈沖觸發(fā)信號(hào)。

3 組合裝置工作模式切換流程

組合裝置根據(jù)檢測(cè)到的微電網(wǎng)運(yùn)行工況以及EMS 指令的不同，分為諧波治理和功率調(diào)節(jié)2 種工作模式。每種工作模式均涉及雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊相應(yīng)控制策略的配合，組合裝置工作模式切換流程（圖8）如下：

圖8 模式識(shí)別與控制單元的工作模式切換流程Fig.8 Working mode switching flow of the pattern recognition and control unit

（1）信號(hào)檢測(cè)和采集單元實(shí)時(shí)檢測(cè)微電網(wǎng)和內(nèi)部運(yùn)行狀態(tài)，包括PCC 并離網(wǎng)信號(hào)、網(wǎng)側(cè)電壓和電流、內(nèi)部電壓和電流等。

（2）模式識(shí)別與控制單元分析步驟(1)所檢測(cè)的信息，如果微電網(wǎng)為離網(wǎng)運(yùn)行，為了優(yōu)先保障供電，組合裝置進(jìn)入功率調(diào)節(jié)工作模式；若接收到EMS 下達(dá)指令，也將進(jìn)入功率調(diào)節(jié)工作模式；其他情況，則默認(rèn)先進(jìn)入諧波治理工作模式。

（3）諧波治理工作模式下，DC/AC 模塊被切換到模式1 電壓外環(huán)，此工作模式下基本不消耗有功功率，直流側(cè)電容穩(wěn)壓通過(guò)DC/AC 模塊的電壓外環(huán)控制而實(shí)現(xiàn)。

（4）功率調(diào)節(jié)工作模式下，DC/AC 模塊被切換到模式2 功率外環(huán)，此工作模式直流側(cè)電容穩(wěn)壓由雙向DC/DC 模塊進(jìn)行單端穩(wěn)壓控制來(lái)實(shí)現(xiàn)。在充放電過(guò)程中，如果超級(jí)電容器組電壓超出規(guī)定的上下限值，則停止功率調(diào)節(jié)工作模式，等待切換工作模式的指令；同時(shí)也可設(shè)置超過(guò)延時(shí)，即自動(dòng)進(jìn)入諧波治理工作模式，以發(fā)揮組合裝置的最大使用價(jià)值。

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提出的組合裝置及其控制策略的有效性，在Matlab 環(huán)境下搭建仿真電路模型。系統(tǒng)參數(shù)為：超級(jí)電容器組額定功率為30 kW，usc電壓范圍為230～450 V，Csc等效電容值為16.5 F，等效內(nèi)阻Ri為0.05 Ω；雙向DC/DC 模塊的儲(chǔ)能電感Li為0.002 H，直流側(cè)電容電壓udc為600 V、電容值Cdc為0.06 F；DC/AC 模塊的輸出濾波電感 為1.3 mH，輸出電阻L為0.1 Ω，等效開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz。

在仿真模型中，分別進(jìn)行雙向DC/DC 模塊控制策略仿真以及DC/AC 模塊兩種工作模式下無(wú)功補(bǔ)償、諧波治理和功率調(diào)節(jié)3 種功能實(shí)現(xiàn)的仿真。

4.1 雙向DC/DC 模塊升降壓變換和雙向功率流動(dòng)仿真

圖9 示出雙向DC/DC 模塊升降壓變換和雙向功率流動(dòng)仿真波形?？梢钥闯觯绷鱾?cè)負(fù)載電流有波動(dòng)（0.8 s時(shí)刻，電流由15 A 變成-10 A；1.4 s 時(shí)刻,電流變?yōu)?0 A），雙向DC/DC 變換器將直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定在900 V 左右。其中，在0～0.8 s 以及1.4～2 s 時(shí)間段，直流側(cè)電容流入電流，電壓高于900 V，儲(chǔ)能電感電流iL＞0，雙向DC/DC 模塊工作于Buck 降壓模式，功率由直流側(cè)電容器流入超級(jí)電容器；0.8～1.4 s 時(shí)間段，直流側(cè)電容器流出電流，電壓低于900 V，儲(chǔ)能電感電流iL＜0，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式，功率由超級(jí)電容器流入直流側(cè)電容器。

圖9 雙向DC/DC 模塊升降壓和雙向功率流動(dòng)波形Fig.9 Buck-Boost and bidirectional power flow waveforms of the bidirectional DC/DC module

仿真結(jié)果表明，雙向DC/DC 模塊可實(shí)現(xiàn)升降壓變換和雙向功率流動(dòng)，為組合裝置后級(jí)DC/AC 模塊的逆變控制和功能實(shí)現(xiàn)提供了前提條件。

4.2 組合裝置諧波治理工作模式對(duì)負(fù)載無(wú)功補(bǔ)償效果仿真

設(shè)負(fù)載為4.6 kvar 的感性負(fù)載，電流為7.0 A。圖10示出組合裝置在諧波治理工作模式下，對(duì)感性負(fù)載的無(wú)功補(bǔ)償效果仿真波形?？梢钥闯?，該組合裝置產(chǎn)生了與感性負(fù)載幅值相等、相位相反的補(bǔ)償電流，無(wú)功補(bǔ)償效果好且諧波含量小。

圖10 組合裝置諧波治理工作模式對(duì)感性負(fù)載補(bǔ)償效果仿真Fig.10 Inductive load compensation effect simulation of the combined device in harmonic control working mode

4.3 組合裝置諧波治理工作模式對(duì)負(fù)載諧波治理效果仿真

設(shè)負(fù)載為4.5 kW 的阻性負(fù)載，基波電流為6.86 A，5 次諧波電流為1 A，7 次諧波電流為0.7 A，11 次諧波電流為0.5 A。圖11 示出組合裝置諧波治理工作模式對(duì)負(fù)載諧波治理效果仿真波形?？梢钥闯?，該組合裝置產(chǎn)生與負(fù)載諧波相抵消的反向諧波電流，使網(wǎng)側(cè)電流為只含有功分量的正弦基波。

圖11 組合裝置諧波治理工作模式對(duì)負(fù)載諧波治理效果仿真Fig.11 Load harmonic control effect simulation of the combined device in the harmonic control working mode

圖12 示出組合裝置投入前后網(wǎng)側(cè)諧波含量頻譜?？梢钥闯?，因負(fù)載所含的5 次、7 次、11 次諧波電流所導(dǎo)致的網(wǎng)側(cè)總諧波失真THDi從17.84%下降至1.92%，諧波治理效果明顯。

圖12 組合裝置投入前后電網(wǎng)側(cè)諧波頻譜Fig.12 Harmonic frequency spectrum of the power grid side before and after the combined device is put into operation

4.4 組合裝置功率調(diào)節(jié)工作模式跟蹤參考功率信號(hào)仿真

圖13 示出組合裝置在功率調(diào)節(jié)工作模式下，對(duì)參考功率信號(hào)的跟蹤波形?？梢钥闯?，無(wú)功功率在0.5 s 時(shí)刻由-1 900 var 變化到1 900 var，有功功率在1 s 時(shí)刻由-1 100 W 變化到-1 900 W，這兩種工況下組合裝置功率調(diào)節(jié)均具有較快的響應(yīng)速度；無(wú)功功率具有較高跟蹤精度（95%），有功功率由于線路損耗及系統(tǒng)與電網(wǎng)相位角偏差的存在，跟蹤波形存在一定偏差（12%）。組合裝置的有功、無(wú)功功率調(diào)節(jié)相互之間沒(méi)有影響，實(shí)現(xiàn)了有功、無(wú)功功率的解耦控制。

圖13 組合裝置功率調(diào)節(jié)模式功率跟蹤波形Fig.13 Power tracking waveforms in power regulation mode of the combined device

5 結(jié)語(yǔ)

本文介紹了超級(jí)電容器與APF 組合裝置的工作原理，提出了其雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊的控制策略，研究了組合裝置執(zhí)行諧波治理、功率調(diào)節(jié)兩種工作模式切換的流程。仿真結(jié)果表明，雙向DC/DC 模塊可實(shí)現(xiàn)超級(jí)電容器組與逆變橋直流側(cè)的電壓升降變換和雙向功率流動(dòng)。該組合裝置能根據(jù)需要分別表現(xiàn)出無(wú)功補(bǔ)償、諧波治理和功率調(diào)節(jié)功能，驗(yàn)證了組合裝置的合理性和有效性。

同時(shí)，APF 對(duì)開(kāi)關(guān)頻率和電流響應(yīng)速度的要求高于儲(chǔ)能系統(tǒng)，在設(shè)計(jì)組合裝置時(shí)需滿足兩者中較高的標(biāo)準(zhǔn)要求。另外，組合裝置中超級(jí)電容器組與直流側(cè)電容器的容值相差很大，直流側(cè)電容穩(wěn)壓控制成為一個(gè)技術(shù)難點(diǎn)，后續(xù)將考慮引入預(yù)測(cè)控制和其他優(yōu)化設(shè)計(jì)，以提升直流側(cè)穩(wěn)壓控制的快速性與魯棒性。