用于變電站的RFID無線溫度傳感器

郝唯文，江世進，張 瓊，嚴靖凱

(1.浙江華云清潔能源有限公司,浙江 杭州 310002；2.國網金華供電公司,浙江 金華 321000)

0 引言

無源RFID傳感器已經在無人值守變電站領域中得到關注。借助能量收集、RFID通信和傳感器功能，無源RFID傳感器能夠構建監(jiān)測變電站的無線傳感器網絡(WSN)。這種系統(tǒng)帶來的設計挑戰(zhàn)是實現低功耗、低成本和高傳感器精度[1-2]。

RFID溫度傳感器通常由獨立的溫度傳感器、低功率微控制器單元(MCU)和RFID前端電路組成[3-4]。一些研究提出直接在RFID傳感器標簽芯片內部實現溫度傳感器的無MCU設計方案。該設計方案一方面可使傳感器與RFID功能緊密結合，另一方面可降低系統(tǒng)尺寸和復雜性，以實現小型化的低成本應用[5-6]。

RFID溫度傳感器設計方案還面臨其他一些挑戰(zhàn)。其中包括實現完全被動的RFID感應、低功耗以及將傳感器輸出數字化以進行RFID數據傳輸[7]。除此之外，為了獲得精確的感測性能，必須在系統(tǒng)級別對RFID設計和溫度傳感器設計進行精確協(xié)調。

到目前為止的研究結果表明，與獨立的集成溫度傳感器相比，RFID溫度傳感器提供的精度明顯較低，工作范圍也較小[8-9]。一些研究表明，RFID溫度傳感器在-55 ～125 ℃范圍內的最高精度為±0.2 ℃[10]。這是因為在無源RFID系統(tǒng)中，電源電壓是由從RF場提取的交流電產生的，電源上的交流噪聲會顯著影響傳感器的精度，導致無源RFID傳感器始終會由于RF通信和能量傳輸而受到干擾，而獨立的集成溫度傳感器可以使用低噪聲電源運行。因此，RFID讀取器和溫度傳感器的系統(tǒng)級優(yōu)化被認為是必須的。

為解決上述問題，本文介紹了一種RFID溫度傳感器的片上系統(tǒng)(SoC)設計方案。該RFID溫度傳感器的工作范圍為0 ～125 ℃，并通過自定義的溫度數據讀出協(xié)議提高傳感器分辨率和準確性。

1 系統(tǒng)架構

RFID溫度傳感器主要數據接口是內部數字邏輯模塊和前端模擬傳感器之間的接口。一種常見的實現方法是將溫度傳感器連接到內部閃存存儲器接口，該接口可以通過ISO/IEC 14443通信標準定義的TypeB調制方案進行數據讀取和寫入[11]。

本文所提出的RFID傳感器SoC由電源管理單元(PMU)、前端RFID、溫度傳感器和數字邏輯模塊組成，其結構如圖1所示。PMU收集RF場能量并將其轉換為芯片的穩(wěn)定穩(wěn)壓電源電壓。整流器，帶隙濾波器和低壓差穩(wěn)壓器構成主電源路徑。當輸入功率過高時，功率限制器會限制電壓。上電復位電路(POR)在啟動期間生成復位信號。

圖1 RFID溫度傳感器的系統(tǒng)結構

RFID前端包括1個解調器、1個調制器和1個時鐘恢復電路[12-13]。解調器將調制后的RF信號轉換為數字信號，而調制器將對載波信號的響應進行調制。時鐘恢復模塊提取RFID載波頻率并將其按比例縮小到較低的頻率，以進行系統(tǒng)操作。

數字邏輯模塊執(zhí)行接收到的RFID命令，并將響應調制回載波。數字邏輯模塊包括協(xié)議引擎和閃存存儲器。溫度傳感器連接到閃存存儲器，可以使用RFID命令對其進行讀寫操作。

2 電路實現

2.1 溫度傳感器

低功耗溫度傳感器由1個延遲相位信號發(fā)生器和1個時間數字轉換器(TDC)組成，如圖2所示。延遲發(fā)生器檢測芯片溫度并將其轉換為PWM信號。TDC測量PWM信號的占空比，并在每個轉換周期結束時輸出相應的數字溫度信號DOUT。

圖2 無源HF RFID溫度傳感器

與溫度有關的延遲發(fā)生器包含3個分別提供了偏置電流IB的路徑，如圖3所示。最右邊的路徑由C1和S1組成。打開或關閉S1會使C1分別由IB充電或放電。中間路徑由二極管連接的雙極型晶體管Q1形成，產生電壓VBE1。左邊路徑由C2、S2和Q2組成。S2用于復位C2。Q2的發(fā)射極面積是Q1的n倍，并產生電壓VBE2。根據S3的位置，比較器將VC1或VC2與VBE1進行比較。

圖3 與溫度有關的延遲發(fā)生器

通過同時復位C1和C2，然后用IB給C1充電直到VC1=VBE1，最后用IB給C2充電直到VC2=VBE1來產生PWM信號。圖4給出了相應的電壓波形和開關時序S1…3，以及PWM輸出信號。

圖4 延遲發(fā)生器內部的波形和信號計時

t1+t2周期內的t2占空比為

(1)

從式(1)得出，D(T)與溫度值成正比。

當n=8，TCV,BE1≈-2 m/℃，TCV,BE1-V,BE2≈ln(n)·0.087 mV/℃，可得到m≈11。當T∈[0 ℃，125 ℃]，VBG≈1.2 V，D(T)的變化范圍為45.3%至66%。瞬態(tài)信號s1及其對應的占空比與溫度成比例變化。

基于保持較低功耗的考慮，本研究選擇1.2 V的電源電壓以實現片上數字信號處理。由于開關在此電源電壓下承受了較大的非零導通電阻Ron，因此采用了自舉開關來克服此問題，如圖5a所示。該電路使用2條差分路徑來生成傳輸門的2個門電位。每個路徑中都使用1個電容器來存儲電荷并提高柵極電壓。每條路徑上的3個開關使用2個相位，如圖5b和5c所示。如果輸入信號VINP為零，則上方路徑中的開關S1和S3導通而S2關斷。當輸出節(jié)點接地時，NMOS開關的電容器充電至VDD。當輸入電壓VINP切換到VDD時，開關S1和S3關斷，S2導通。利用電容器中先前存儲的電荷，產生了VOUTP=2VDD的輸出電壓。PMOS開關的下部路徑反之亦然。

圖5 電源單元的簡化電路

溫度傳感器的仿真結果如圖6所示。在最初的1 ms內，溫度傳感器處于待機模式。比較器輸入電壓VIN短路接地(如圖3所示)。1 ms后，溫度傳感器進入操作模式。模擬電壓VIN和PWM信號s1的行為符合預期(如圖4所示)。每個周期的結束都用信號“準備”指示，因此數字模塊可以讀出數字代碼，如圖6所示。傳感器啟動后，數字模塊在時鐘邊沿讀取電流值，并控制總功耗。數字電源電流在很大程度上取決于時鐘頻率、電源電壓和溫度。數字模塊的平均功耗為2.4 μA，而模擬模塊的平均功耗為525 nA，這相當于3.5 μW的功耗。轉換時間為1.48 ms。

圖6 仿真結果

2.2 電源管理單元(PMU)

由于溫度傳感器對任何噪聲都敏感，因此模擬和數字電路的電源VDDA和VDDD分開，如圖7所示。每個電源路徑均使用單獨的整流器[14-15]。整流器VDCA和VDCD的輸出電壓由2個限壓器和2個低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)[16]設置。

圖7 PMU框圖

帶隙基準電壓源作用于模擬電源路徑，以提供與溫度無關的基準電壓。PMU和前端必須在與溫度傳感器相同的溫度范圍內工作，它們的功能和功耗必須與溫度無關。因此，PMU電路的偏置電流應具有零溫度系數，即零偏置。

零偏置電流源如圖8所示。Q1和R1是生成零偏置電流的主要部分?；鶚O-發(fā)射極電壓(VBE1)具有負溫度系數。在本設計中，多晶硅電阻的偏置(也為負)用于補償VBE1的偏置。通過優(yōu)選二極管的數量和電阻的尺寸，可以消除VBE1和R1的偏置。晶體管M1至M7形成具有負反饋的運算放大器，其使電壓VBE1和VR1保持相同。晶體管M1至M4形成差分電流輸入放大器。VBE1和VR1之間的任何電壓失配都會在M1和M4之間產生電流失配。電流流經M6和M7，產生M5的柵極電壓。然后，M5的電流調節(jié)VBE1和VR1，直到它們相同為止。該電路的優(yōu)點是流經Q1和R1的電流被運算放大器完全重用，這導致電流消耗降到最小。圖8左側為啟動電路。在電路啟動之前，VR1非常小?？刂齐妷篤ctl跟隨電源電壓VDCA產生較大的啟動電流，這迫使M5的柵極電壓下降。啟動后，Vctl接地，并關閉M10。啟動電壓和電流閾值分別由電阻器R2和R3設置。

圖8 零偏置電流源

在ISO 14443 B型RFID通信中，使用幅度調制將數據傳輸到標簽，如圖9所示。盡管可以很容易地解調出不同的幅度，但直流電壓VDCA和VDCD也取決于輸入幅度，因此，LDO是PMU的重要模塊。

圖9 幅度調制會導致整流后的電源電壓產生紋波

連接到VDCA的LDO為溫度傳感器生成穩(wěn)定的電源電壓VDDA。由于LDO僅提供芯片內部的低功耗模塊，因此LDO也必須是低功耗的。

所設計的LDO拓撲如圖10所示。該拓撲中的主導點是由運算放大器A1和電容器C1產生的，或者由傳輸晶體管M1和負載決定的。為了確保穩(wěn)定性和低功耗，用A1和C1構成主導極。由于A1的輸出電阻與功耗成反比，因此A1的低電流實現方式自然會導致主導極的低頻。在此設計中，A1的總電流消耗為430 nA，并具有足夠的穩(wěn)定性裕度和C1的最小面積。

圖10 LDO架構的簡化電路

已有研究表明，溫度傳感器的性能會受到電源噪聲的影響。在RFID應用中，電源電壓VDDA受LDO的幅度調制和受限電源抑制(PSR)的影響而受到通信干擾的影響。因此，有必要分析LDO的PSR，如圖11a所示。從DC到700 Hz，PSR約為-43 dB，因為在此范圍內，由A1和M1組成的負反饋(如圖10所示)調節(jié)輸出電壓VDDA。PSR從700 Hz上升到200 kHz，因為反饋的開環(huán)增益在該范圍內下降，因此調節(jié)變得更弱。在200 kHz時，PSR達到2.7 dB。在超過200 kHz的頻率下，M1的寄生電容器CDS成為主要阻抗，PSR在70 MHz時達到-45 dB。

常見的RFID信號帶寬在100 kHz～1 MHz之間。在此頻帶中，LDO會在溫度傳感器上產生大量的電源噪聲。在圖11所示的瞬態(tài)仿真結果中，將±100 mV的幅度應用于VDCA。在VDDA上產生了預期的±160 mV的紋波，這證實了PSR仿真結果。

圖11 LDO的仿真結果

2.3 RFID前端電路

RFID前端電路將ASK調制從載波信號提取到數字信號，然后再次調制對載波信號的響應。解調器利用比較器檢測高電平或低電平的RF幅度。調制器基本上是CMOS開關。

2.4 數字模塊

該無源HF RFID標簽的數字模塊的簡化架構如圖12所示。該模塊包括一個協(xié)議引擎，用于解碼接收到的數據并編碼所發(fā)送的數據；用于不同模塊之間的通信接口；數據處理的控制模塊；用于存儲配置位的寄存器陣列；以及時鐘管理模塊。管理子模塊，用于動態(tài)控制數字模塊的功耗。數字模塊的主要功能包括從模擬前端接收解調的信息，并執(zhí)行解碼和命令操作。一旦信息被處理，數據就被調制回RFID讀取器。該數字通信協(xié)議與ISO/IEC 14443 B型兼容。

圖12 數字模塊

由于RFID標簽為無源的，因此需要借助時鐘管理降低數字模塊的動態(tài)功耗。時鐘模塊可自適應且動態(tài)地控制內部數字模塊的操作，從而顯著降低數字模塊的功耗。當標簽在接收狀態(tài)下運行時，僅解碼器塊被激活，而所有其余模塊均被關閉。一旦信息已被解碼器成功解碼，則在控制塊中處理接收到的信息。在此期間，解碼器和編碼器模塊不工作。最后，編碼器模塊被激活以對數據進行編碼，并通過負載調制將其發(fā)送回讀取器。

2.5 串行讀出命令

由于溫度傳感器對電源干擾的靈敏度非常高，因此開發(fā)了一種系統(tǒng)級解決方案，用于啟用單個命令來記錄和傳輸一系列測量值。圖13顯示了標準讀數和串行讀數情況下的讀出命令、電源電壓噪聲(VDDA)、傳感器輸出(PWM，數據就緒)和RFID傳感器標簽的響應之間的時序關系。發(fā)送標準讀數命令后，溫度信息將以一種動作返回給讀取器。相反，在串行讀出命令之后，將許多組溫度數據返回到讀出設備。在這2種情況下，通過PWM信號的活動可以看出溫度傳感器都已在讀取命令發(fā)出之前打開，每次測量完成并且有一個新的測量值準備傳輸時，都會顯示信號“Data Ready”。

圖13 讀出命令和標簽響應的信號波形

圖13a顯示了并行讀出命令的傳輸如何使接下來要發(fā)送的測量值失真。在進行測量時，電源電壓VDDA上產生的噪聲會導致PWM信號上升沿出現誤差，從而改變比率。因此在使用并行讀出方法的單次讀取的情況下，來自RFID的響應始終受到干擾的影響。

圖13b顯示了對串行讀出命令的響應，該命令要求將幾組數據一個接一個地發(fā)送到讀取器。由圖13b可以清楚地看到，第2次響應之后到達的數據不受讀取命令引起的電壓干擾的影響，因為此時沒有來自讀取器的HF通信。由于在響應時標簽通信產生的電源噪聲，因此在第2次響應之后仍然存在錯誤，但是這種噪聲對測量的影響要小得多。此外，RFID讀取器能夠對一系列傳輸的值應用平均過程，從而大大減少了殘留的不精確度，以至于幾乎不會影響整個系統(tǒng)的測量精度。

3 實驗結果

RFID溫度傳感器SoC已采用具有4個金屬層的0.35 μm CMOS技術實現，如圖14所示。整個芯片約占5.06 mm2，包括許多僅用于測量目的的測試結構和測試墊。RFID PMU、前端電路、溫度傳感器和數字邏輯模塊分別使用大約0.56 mm2、0.23 mm2、0.85 mm2和0.5 mm2的有效區(qū)域。

圖14 測試芯片

為了高效、精確地測量RFID溫度傳感器，使用板載芯片(COB)技術將芯片直接安裝在1.4 mm的鋁芯上，以實現最小的熱阻，如圖15所示。將最上面的0.2 mm FR4層碾磨開，露出鋁芯，通過導熱粘合劑將管芯粘合到鋁芯上。在芯片附近，預留位置用于Pt1000參考溫度傳感器。四線制Pt1000電阻器也與鋁芯具有良好的熱接觸，因此Pt1000與芯片共享相同的溫度。最后，芯片用環(huán)氧樹脂密封。來自所有引腳的信號都通過連接器被測量。

圖15 板載芯片組件

測量設置如圖16所示。連接了外部線圈和調諧電容進行RFID通信，因為它們未在芯片上實現。不需要其他外部組件，這有助于最小化最終組件的尺寸和成本。基于TI TRF7970A的RFID讀取器模塊用于與芯片進行通信。閱讀器模塊上的MCU已編程為檢測溫度傳感器并控制讀取過程。讀出的數據通過USB端口記錄下來，進行下一步的信號處理。通過測量設置并行讀取Pt1000參考傳感器，同時RFID讀取器連續(xù)接收數據。

圖16 測量設置

通信和電源測量在室溫下進行。為了支持自定義RFID命令，使用了TRF7970A讀取器的直接模式(沒有ISO/IEC 14443 B中定義的協(xié)議處理的透明通信)。圖17a顯示了用示波器采樣的命令和響應位流。首先，讀取器的RF信號被激活。然后，將以下4個命令發(fā)送到標簽：溫度傳感器輸出設置、傳感器開機加電、傳感器啟動測量以及傳感器數據讀取。由圖17a可以看出，在串行讀取命令之后，標簽開始傳輸傳感器數據，直到RF電源關閉。圖17b顯示了第1個命令執(zhí)行的細節(jié)。

圖17 測試芯片的通信和電源測量結果

在圖18中，顯示了RFID標簽側的片上通信信號和電源電壓。圖18中的3個階段分別是空閑階段、命令階段和響應階段。在將命令提供給標簽之前，標簽處于空閑階段。在空閑階段，VDCA和VDDA的電源噪聲最小，其峰值幅度小于25 mV。發(fā)出命令后，VDCA和VDDA分別受到300 mV和540 mV峰幅度的干擾。在響應階段，VDCA和VDDA分別受到150 mV和120 mV峰幅度的干擾。由圖18可以看出，該命令產生的干擾幅度比響應高得多。

圖18 標簽側的通信和電源管理電壓VDCA和VDDA

并行讀取與串行讀取2種溫度讀數命令的對比如圖19所示。圖19a和圖19b均顯示了1 000個數據點，每個數據點均在室溫下記錄。并行讀數的測量溫度范圍為-3 ～38 ℃。串行讀出的測量范圍降低到20 ～23 ℃。并行讀數的響應顯示出更具確定性的類似周期的行為，而串行讀數似乎更加隨機。這表明并行讀數響應受電源干擾的支配，電源干擾與命令同步。另一方面，串行讀數響應可避免數據失真并顯示相應的傳感器噪聲本身?？偠灾?，使用并行讀數時，RFID溫度傳感器SoC的未校準分辨率為9.0 ℃，而串行讀數的分辨率為0.6 ℃，串行讀數將分辨率提高了約16倍。

圖19 2種溫度讀數方式的對比

SoC精度的測量是通過在溫度腔室內放置一塊額外的PCB進行的，如圖20所示。COB組件安裝在電路板上，該板提供到標簽線圈牢固的機械和電氣連接以及到自定義讀取器線圈穩(wěn)定的RFID無線連接。使用5 Ω高溫范圍的扁平帶狀電纜，將讀取器線圈連接到溫度腔室內的讀取器。腔室內溫度配置為在1 h內從0 ℃升高到125 ℃的斜坡函數。來自RFID溫度傳感器和Pt1000電阻器的數據通過專用的Labview程序同時記錄。

圖20 SoC精度測量配置

使用9個樣本進行統(tǒng)計測量。校準前的測量結果如圖21a所示。由過程變化引起的9個樣本的誤差分布在±8.0 ℃的范圍內。由于誤差幾乎與溫度成線性關系，因此可以通過在20 ℃和100 ℃下進行兩點校準來補償誤差。在圖21b中，誤差間隔減小到±0.2 ℃。計算得出的3σ誤差在0～125 ℃范圍內為±0.4 ℃。

圖21 校準前后的誤差對比

4 結束語

本研究開發(fā)出一種完全無源的RFID無線溫度傳感器SoC設計，并以標準的0.35 μm CMOS技術實現了測試芯片。該傳感器將溫度轉換為PWM信號，使用TDC測量PWM信號的占空比，并將其轉換相應的數字代碼。在上述過程中，該溫度傳感器實現了3.5 μW的低功耗。PMU從磁場中獲取交流電并將其轉換為穩(wěn)定的直流電源電壓。在標簽讀取器與標簽進行通信的命令階段，由于PMU中產生電源噪聲降低了溫度傳感器的輸出精度，為此通過基于串行讀取命令的解決方案，降低了電源噪聲對輸出信號的干擾。

實驗結果表明，在使用串行讀出命令時，RFID傳感器可實現0.6 ℃的分辨率。RFID傳感器可在0 ～125 ℃的溫度范圍內工作，并且通過兩點校準可實現±0.4 ℃的3σ傳感精度。由此可見，該傳感器具有低功率、高精度和低成本的優(yōu)點，適用于構建WSN實現對無人值守變電站的的環(huán)境溫度和關鍵電力設備溫度進行低成本和高精度的遠程監(jiān)測。