基于STM32能量回饋裝置的研究與設(shè)計(jì)

張 磊，李加升, ，熊 潔, ，曾 燁

(1. 湖南城市學(xué)院 信息與電子工程學(xué)院，湖南 益陽 413000；2. 湖南城市學(xué)院 全固態(tài)儲(chǔ)能材料與器件湖南省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 益陽 413000；3. 益陽市第六中學(xué)，湖南 益陽 413000)

由于集成電路和電子系統(tǒng)產(chǎn)業(yè)在國民經(jīng)濟(jì)中所占地位的不斷提高，電子設(shè)備的應(yīng)用得到了空前的發(fā)展，但是電子設(shè)備負(fù)載中的能耗問題日益突出，如何將電路設(shè)備中的負(fù)載耗散的能量進(jìn)行回收利用成為了新型電子技術(shù)產(chǎn)業(yè)研究的一個(gè)重要方向[1]﹒

國內(nèi)外對(duì)耗散能量的回收腳步從未停止﹒例如，電機(jī)領(lǐng)域的四象限運(yùn)行技術(shù)方案；工業(yè)設(shè)備領(lǐng)域的電容儲(chǔ)能和飛輪儲(chǔ)能技術(shù)等[2-3]﹒同時(shí)，對(duì)大容量電梯中的能量回收裝置以及電力機(jī)車能量回饋技術(shù)的研究也是熱情不減﹒但是，這些傳統(tǒng)方案存在再生裝置價(jià)格昂貴，部分設(shè)備對(duì)電網(wǎng)質(zhì)量要求較高的問題，使得其應(yīng)用在一般的小型電子產(chǎn)品中難以被接受并推廣﹒

針對(duì)上述問題，為提高電能利用率，有效解決變流器帶載時(shí)的能量耗散問題，本文通過實(shí)驗(yàn)仿真，模擬設(shè)計(jì)出一種基于STM32 控制器的能量回饋裝置[4]﹒

1 系統(tǒng)架構(gòu)

本裝置主要由2 個(gè)變流器和1 個(gè)升壓電路級(jí)聯(lián)組成，以保證交流側(cè)輸出50 Hz 20 V 的正弦交流電；以STM32F407 數(shù)字芯片作為整個(gè)系統(tǒng)的控制核心，提高其運(yùn)算處理速度；通過雙閉環(huán)電 路將采樣量反饋給控制器進(jìn)行PID 調(diào)節(jié)；同時(shí)，利用鍵盤和液晶屏來進(jìn)行人機(jī)交互﹒系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)如圖1 所示﹒

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

2 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

2.1 變流器1 電路設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的半橋逆變器雖然電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，使用器件少，但是其輸出電壓的幅值只有輸入電壓的1/2，對(duì)系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率造成了影響﹒而電流型逆變器直流側(cè)的電流脈動(dòng)小，且不需要給開關(guān)管反并聯(lián)泄放二極管[5]，但是其直流回路存在高阻抗和換流方式復(fù)雜的問題，難免會(huì)提高電路控制的復(fù)雜程度和電磁干擾﹒為避免上述問題，本文在處理變流器1 時(shí)采用了電壓型逆變器并結(jié)合全橋逆變電路進(jìn)行設(shè)計(jì)，結(jié)構(gòu)如圖2 所示﹒

圖2 變流器1 電路結(jié)構(gòu)

圖2 中，電路結(jié)構(gòu)輸入側(cè)并聯(lián)的大電容充當(dāng)了電壓源，所以輸入側(cè)的電壓脈動(dòng)是很小的﹒同時(shí)針對(duì)每個(gè)開關(guān)管都會(huì)反并聯(lián)1 個(gè)二極管用以泄放無功能量﹒該電路結(jié)構(gòu)的開關(guān)電流減小了近50%，開關(guān)管的耐壓要求也降低了1/2，且具備多種調(diào)壓方式﹒但其容易出現(xiàn)的問題是，同一橋臂上的MOS 管因開關(guān)速度沒有嚴(yán)格匹配容易造成直通短路，所以在控制上必須引入死區(qū)﹒

2.2 變流器2 電路設(shè)計(jì)

變流器2 實(shí)質(zhì)上是一個(gè)整流電路﹒使用傳統(tǒng)的整流橋雖然簡(jiǎn)單經(jīng)濟(jì)，但是整流管的正向?qū)▔航颠^大，影響裝置效率和閉環(huán)系統(tǒng)快速性﹒使用橋式PWM 整流電路[6]，用低功耗開關(guān)管代替整流二極管，但因PWM 時(shí)序的控制過程十分繁瑣，且若與變流器1 同時(shí)工作，存在直通短路的危險(xiǎn)﹒為避免上述問題，在設(shè)計(jì)變流器2 時(shí)使用了LT4320 理想二極管橋控制器[7]，該控制器可以通過驅(qū)動(dòng)4個(gè)N-MOSFET來簡(jiǎn)化電源設(shè)計(jì)并降低功耗，實(shí)現(xiàn)較高的空間利用率和快速調(diào)節(jié)功能，如圖3 所示﹒

圖3 LT4320 AC/DC 電路結(jié)構(gòu)

2.3 Boost 電路設(shè)計(jì)

Boost 電路是能量回饋裝置中的另一重要組成部分，可以提高并且穩(wěn)定回饋給變流器1 直流電壓，避免因并網(wǎng)的輸入電壓不夠穩(wěn)定而造成第1 級(jí)電路無法帶載﹒

在圖4 的電路結(jié)構(gòu)中，輸入電壓經(jīng)變流器2整流后接入，C50，C51 和C52 是濾波電容，輸出使用電阻分壓采樣﹒在程序設(shè)計(jì)中，PWM1 和PWM2 都必須設(shè)定一個(gè)合理的最大值，否則有可能出現(xiàn)上電瞬間電源短路和輸出電壓過大而擊穿儲(chǔ)能電容等情況﹒

圖4 Boost 電路結(jié)構(gòu)

3 控制策略分析

多級(jí)式系統(tǒng)電壓等參量的調(diào)節(jié)通常有以下方式：通過檢測(cè)并比較最后一級(jí)的輸出，對(duì)最后一級(jí)的對(duì)象進(jìn)行調(diào)節(jié)控制；通過檢測(cè)并比較最后一級(jí)的輸出，對(duì)第一級(jí)的對(duì)象進(jìn)行調(diào)節(jié)控制；通過檢測(cè)并比較多級(jí)輸出，同時(shí)對(duì)多級(jí)的對(duì)象進(jìn)行調(diào)節(jié)控制[8]﹒

由于本裝置涉及到3 級(jí)電路，且第1 級(jí)電壓型逆變電路在接受第3 級(jí)電路的回饋電壓時(shí)要實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出，故必須恒定其輸入側(cè)母線電壓，不能出現(xiàn)過大的波動(dòng)，并且第3 級(jí)電路的電壓嚴(yán)格受到Boost 電路調(diào)控﹒為避免調(diào)控對(duì)象對(duì)另一級(jí)電路的調(diào)節(jié)產(chǎn)生影響，選用第3 種調(diào)控方式作為本裝置總的控制策略﹒

3.1 SPWM 控制策略

全橋逆變電路的2 種工作模態(tài)如圖5 所示﹒K1 與K2 或者K3 與K4 是由2 路互補(bǔ)的SPWM驅(qū)動(dòng)工作并輸出正弦波的，且這2 個(gè)SPWM 在同一時(shí)刻也是極性相反的﹒又因?yàn)樾枰胨绤^(qū)來避免直通，所以本文采用一種易于實(shí)現(xiàn)的方法(即正弦函數(shù)法)來產(chǎn)生SPWM﹒

圖5 全橋逆變電路工作模態(tài)

圖6 變流器1 仿真結(jié)果

3.2 MOS 管驅(qū)動(dòng)電路控制策略

大功率開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路一般采用自舉的方式來實(shí)現(xiàn)[8]﹒通過工作模態(tài)分析(見圖5)可知，MOS驅(qū)動(dòng)電路中的自舉電容C2 一直工作在充放電狀態(tài)﹒在圖7 所示的電路結(jié)構(gòu)中，HI 與LI 是由控制器輸入的2 路互補(bǔ)、已帶死區(qū)的PWM 或者SPWM，根據(jù)器件參數(shù)計(jì)算與實(shí)際調(diào)試，設(shè)定死區(qū)時(shí)間為50 ns﹒HO 和LO 分別接入高邊MOS和低邊MOS 的柵極﹒柵極大功率電阻R1 和R3可調(diào)整MOS 管的開關(guān)速度，其并聯(lián)的二極管則可加快反向關(guān)斷﹒

圖7 驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)

3.3 測(cè)控與調(diào)節(jié)策略

互感采樣逆變參量，可實(shí)現(xiàn)采樣電路與大電流電路的隔離，降低環(huán)路干擾；其后接一級(jí)小信號(hào)放大器，調(diào)整增益后送入AD637 取有效值；再接入ADS1118 與模擬地差分采樣，控制器對(duì)采樣數(shù)據(jù)分組并進(jìn)行軟件中值濾波和平均值濾波處理；最后進(jìn)入PID 調(diào)節(jié)模式，通過雙閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)的自適應(yīng)功能來降低最大超調(diào)量﹒電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖8 所示﹒

圖8 電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)

圖8 所示結(jié)構(gòu)的傳遞函數(shù)為

電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖9 所示﹒

圖9 電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)

圖9 所示結(jié)構(gòu)的傳遞函數(shù)為

通過Simulink 建模仿真來分析不同的控制策略對(duì)回饋電壓的影響，結(jié)果如圖10 所示﹒

圖10 不同控制策略下輸出電壓波形

從圖10 中可以明顯看出，加入了PID 算法的電壓超調(diào)量更小，波形平滑度更好﹒但需要注意的是，積分校正往往使系統(tǒng)的快速性下降，故應(yīng)根據(jù)比例調(diào)節(jié)后的穩(wěn)態(tài)誤差加入適當(dāng)參數(shù)的積分校正﹒

4 系統(tǒng)測(cè)試與結(jié)果分析

設(shè)計(jì)一個(gè)30 V 輸入，20 V/2 A 輸出的電源系統(tǒng)來模擬變流器負(fù)載試驗(yàn)中的能量回饋，具體測(cè)試結(jié)果如下﹒

4.1 變流器1 工作電壓和頻率測(cè)試

測(cè)試條件：變流器1 輸出端連接電阻性負(fù)載，通過連接單元斷開變流器2 等能量回饋部分；調(diào)整直流電源輸入電壓在29～32 V 之間變化；調(diào)節(jié)負(fù)載使輸出電流Io為2 A﹒測(cè)量輸出電壓和輸出頻率，數(shù)據(jù)如表1 所示﹒

表1 變流器1 輸出電壓和頻率

由表1 可知，當(dāng)輸入電壓在29～32 V 之間變化時(shí)，變流器1 的最大輸出電壓為20.03 V，最小輸出電壓為19.98 V，交流側(cè)輸出電壓波動(dòng)范圍是0.05 V；最大輸出頻率為50.03 Hz，最小輸出頻率為49.97 Hz，交流側(cè)輸出頻率的波動(dòng)范圍是0.06 Hz﹒

4.2 能量回饋裝置輸出電壓測(cè)試

測(cè)試條件：整機(jī)接入，調(diào)整直流電源輸入電壓為30 V，交流輸出電流為1 A﹒接通能量回饋裝置，使用數(shù)字萬用表測(cè)量能量回饋裝置的輸出電壓和交流輸出電壓，數(shù)據(jù)如表2 所示﹒

表2 能量回饋裝置輸出電壓

由表2 可知，當(dāng)回饋電壓為29.82 V 時(shí)，交流側(cè)輸出電壓為20.02 V，功率因子為0.998，這表明系統(tǒng)能較好地實(shí)現(xiàn)能量回饋﹒

4.3 失真測(cè)試

在交流輸出電流為2 A 時(shí)，使用示波器測(cè)得交流側(cè)輸出的單相正弦波如圖11所示﹒從圖11 可知，交流側(cè)輸出的單相正弦波無明顯失真(為便于觀察，測(cè)量時(shí)示波器探頭已衰減10 倍)﹒

圖11 交流側(cè)輸出信號(hào)

4.4 頻率步進(jìn)測(cè)試

在能量回饋裝置輸出電壓測(cè)試的基礎(chǔ)上，將交流電流調(diào)至2 A，調(diào)整輸出頻率在20～100 Hz之間變化，步進(jìn)頻率為1 Hz，結(jié)果如表3 所示﹒

表3 頻率步進(jìn)測(cè)量 Hz

由表3 可知，系統(tǒng)能以1 Hz 的步進(jìn)頻率進(jìn)行調(diào)整且逆變頻率的誤差在可接受范圍之內(nèi)﹒

4.5 系統(tǒng)效率測(cè)試

測(cè)試條件：在頻率步進(jìn)測(cè)試的基礎(chǔ)上，調(diào)整輸出頻率為50 Hz﹒從30 V 開始慢慢調(diào)低直流電源的輸入電壓，直至逆變輸出電壓超出(20±0.5) V的范圍，測(cè)試結(jié)果如表4 所示﹒

經(jīng)過多次測(cè)量和計(jì)算可知，系統(tǒng)效率均高于80%，這說明系統(tǒng)能量回饋穩(wěn)定、效率高﹒

表4 系統(tǒng)測(cè)試

5 結(jié)束語

針對(duì)變流器帶載時(shí)的能量耗散問題，實(shí)驗(yàn)?zāi)M出了由電壓型全橋逆變器和理想二極管橋整流控制器構(gòu)成的一種以STM32 單片機(jī)為核心控制器的數(shù)字式能量回饋裝置﹒在30 V 直流輸入和20 V 正弦交流電輸出的條件下，各項(xiàng)測(cè)試結(jié)果表明：該能量回饋系統(tǒng)工作效率高(大于80%)、交流側(cè)輸出穩(wěn)定、電壓波動(dòng)范圍小、頻率步進(jìn)可調(diào)且輸出波形無明顯失真﹒