一種抑制超聲換能器拖尾信號的方法

王選擇，張 天，馬 丹，楊練根，翟中生

(1.湖北工業(yè)大學(xué)，湖北武漢 430068；2.湖北省現(xiàn)代制造質(zhì)量工程重點實驗室，湖北武漢 430068)

0 引言

超聲波具有高頻率、波長短等特性，傳播時不易發(fā)生衍射現(xiàn)象，具有較好的指向性和較遠的傳播距離，因此常用于距離的測量，如測距儀和物位測量儀等。由于其使用方便、計算簡單等優(yōu)點，在滿足經(jīng)濟性的同時，測量精度方面也能達到較高的要求，因此在工業(yè)、農(nóng)業(yè)上得到了廣泛的應(yīng)用[1-4]。

超聲測距中，對于發(fā)送接收一體化的探頭而言，一般存在一定的測量盲區(qū)。盲區(qū)的存在是因為在此區(qū)域的回波信號與激勵信號疊加在一起，無法有效區(qū)分。測量盲區(qū)存在著兩種不同情況：一種是在激勵超聲探頭起振的脈沖信號還未結(jié)束時，回波信號就已經(jīng)到達，分辨不出回波到達時刻，存在測量盲區(qū)不能測出距離；另一種則是受超聲探頭的非純阻特性影響，在脈沖信號激勵結(jié)束后，存在一個振蕩衰減的過程，這個過程一般稱之為“拖尾”。在此過程中回波信號容易淹沒在拖尾信號中，使測量出現(xiàn)差錯[5]。

在實際測量過程中，拖尾信號不處理會造成較大的測量盲區(qū)，而抑制拖尾現(xiàn)象，則可以有效地降低測量盲區(qū)。目前抑制拖尾現(xiàn)象的方法有變發(fā)射功率抑制法、并聯(lián)拖尾吸收電路法以及疊加半個反向周期脈沖信號的抑制法等[6-9]。上述方法存在著需要增加發(fā)射功率或者超聲發(fā)射電路設(shè)計復(fù)雜等缺點，其中疊加半個反向周期脈沖信號的抑制法是較理想的抑制拖尾方法。但在實際應(yīng)用中，由于不同的超聲探頭的阻尼系數(shù)不同，機械地添加半個反向周期脈沖信號對拖尾信號不會產(chǎn)生明顯的抑制效果。

本文從超聲換能器等效電路的分析入手，提出采用疊加特定反向周期數(shù)將超聲換能器的拖尾信號幅度抑制到最低的正弦激勵方法。仿真和實驗比對加載不同反向周期正弦激勵信號條件下，超聲探頭拖尾信號的衰減程度。以此獲取最佳的反向周期數(shù)，將拖尾信號抑制到最低。

1 超聲換能器的理論模型

超聲換能器的電學(xué)特性決定了其理論模型，可以根據(jù)其等效電路計算激勵輸入與振動輸出之間的傳遞函數(shù)。超聲換能器在諧振頻率附近可以等效于如圖1所示的電路[10]。

圖1 超聲換能器等效電路

圖中，R0是靜態(tài)電阻，通常很大，忽略不計，C0是靜態(tài)電容。動態(tài)電阻R1、動態(tài)電感L1和動態(tài)電容C1組成。在諧振頻率附近，動態(tài)電感和動態(tài)電容形成串聯(lián)諧振，動態(tài)支路呈純阻性，則換能器在工作時的阻抗屬于容性阻抗，產(chǎn)生一部分無功分量。

為了達到負載匹配，一般測距儀發(fā)射機的功放級都采用了帶變壓器的耦合放大器。次級回路中的匹配電感L2與換能器的等效電容組成一個串聯(lián)諧振回路，此種形式稱為串聯(lián)匹配(也可用并聯(lián)匹配)。換能器可等效為一個電阻、電容的并聯(lián)回路，在電路分析時，可將其變換為電阻R2、電容C2的串聯(lián)回路。這樣就可以和匹配電感L2組成一個RLC串聯(lián)回路，如圖2所示。

圖2 RLC串聯(lián)回路

該系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：

(1)

(2)

由此可知，阻尼振動的起始幅值(即拖尾的初始振幅)由激勵振動停止瞬間的振動的位移、速度和壓電陶瓷固有角頻率、阻尼系數(shù)共同決定。當加載一段同向的正弦信號時，必然會出現(xiàn)拖尾現(xiàn)象[5]。

2 反向正弦激勵抑制拖尾的方法及仿真

2.1 抑制拖尾的方法

當正常激勵完成后，會產(chǎn)生一段拖尾信號。由波的疊加原理可知[11]，假設(shè)在正常激勵完成后，保持激勵峰值半個周期，再疊加一段幅值、頻率不變，相位相差半個周期的反向激勵信號，理論上也會產(chǎn)生與拖尾信號反向的同頻信號。

由此可知，若同步作用在超聲探頭傳感器上的激勵信號由正相激勵和反向激勵按一定比例組成，上述的同頻信號與拖尾信號疊加的結(jié)果必然降低探頭的振動幅度。

構(gòu)造激勵信號如圖3所示。虛線為不疊加反向周期的激勵信號，實線為疊加3～4個反向周期的激勵信號。其中疊加的反向周期從第10個周期后開始。

圖3 激勵信號對比

為了達到最佳抑制拖尾效應(yīng)的目的，需要選定合適的反向疊加周期數(shù)。實際應(yīng)用中，由于生產(chǎn)工藝和個體誤差，探頭的實際壓電陶瓷固有角頻率、阻尼系數(shù)均不相同，不同的探頭疊加的反向周期數(shù)不一定相同，因此需要通過具體的實驗才能確定特定超聲探頭的最優(yōu)反向疊加周期數(shù)。

2.2 仿真試驗

使用MATLAB的simulink功能對超聲換能器進行仿真，為了仿真的操作性，假設(shè)式(1)中傳遞函數(shù)的R2/L2=60、1/(L2C2)=40 000π2。即固有頻率為100 Hz。具體的傳遞函數(shù)見式(3)：

(3)

原始激勵為10個周期的正弦激勵信號，經(jīng)過仿真加載，可得在超聲換能器上的拖尾信號，如圖4所示，在0.1 s之后屬于拖尾信號。

圖4 模擬的換能器信號

圖5為在原始激勵的基礎(chǔ)上疊加半個反向周期后的模擬換能器信號與圖4的比較圖。同原始激勵相比，疊加半個反向周期對拖尾信號幅度的抑制效果不佳。

圖5 模擬換能器信號比較圖

利用軟件仿真逐步增加疊加的反向周期數(shù)，記錄不同激勵下的模擬換能器信號。

假設(shè)模擬換能器信號為s(t)，利用求面積的式(4)對不同反向周期數(shù)激勵下的拖尾抑制效果進行分析與評價。

(4)

比較疊加不同反向周期數(shù)前后的w面積差Δwn(n為疊加的反向周期數(shù))，判斷抑制效果數(shù)值越大，抑制效果越好，并由此求得最佳的反向周期數(shù)。

仿真模擬后的具體計算結(jié)果如表1所示，表中面積差用相對面積來表示。

由表1可知，仿真疊加2.24個反向周期時，對拖尾信號的抑制效果最佳，如圖6所示。

表1 疊加反向周期數(shù)與相對面積

圖6 模擬最佳抑制效果對比圖

由此可知，在理論上通過疊加反向周期信號，確實可以抑制拖尾現(xiàn)象，且存在一個最優(yōu)的反向疊加周期數(shù)，將拖尾信號抑制到最低。

3 實驗與結(jié)果分析

3.1 拖尾信號采集系統(tǒng)

為了得到抑制拖尾信號最佳的反向疊加周期數(shù)，設(shè)計了如圖7所示的拖尾信號采集系統(tǒng)。超聲探頭的工作頻率為200 kHz，系統(tǒng)由超聲換能器、超聲發(fā)射電路、拖尾信號處理電路、STM32單片機以及上位機組成。

圖7 系統(tǒng)整體設(shè)計框圖

考慮到實驗需要分析的是拖尾信號的大小，系統(tǒng)所采集的信號是激勵結(jié)束之后的拖尾信號。上位機主要通過串行通訊對STM32單片機發(fā)送控制指令，以此控制單片機的兩路引腳分別輸出帶有可控反向疊加周期數(shù)的激勵信號和可控占空比的控制信號，控制信號的占空比對應(yīng)激勵信號的狀態(tài)。當單片機輸出激勵信號，控制信號保持高電平；當激勵信號結(jié)束或未激勵時，控制信號保持低電平。通過單片機外部捕獲中斷捕捉控制信號的下降沿來啟動ADC轉(zhuǎn)換，對拖尾信號進行采集，完成采集后將數(shù)據(jù)發(fā)送至上位機保存和處理。系統(tǒng)程序流程圖如圖8所示。

圖8 程序流程圖

對采集的數(shù)據(jù)，通過比較疊加不同反向周期數(shù)時的拖尾信號的大小，可以得到抑制拖尾信號效果最佳的反向疊加周期數(shù)。

3.2 激勵信號的產(chǎn)生

為了產(chǎn)生如圖3所示的帶反向周期的激勵信號。實驗運用直接數(shù)字率合成器(DDS)技術(shù)，通過計算生成的內(nèi)存表格數(shù)據(jù)，充分利用STM32F4單片機集成的DAC、定時器以及DMA模塊，按照設(shè)定的時間間隔，把表格數(shù)據(jù)生成模擬電壓信號。由式(5)生成所需的信號數(shù)據(jù)。

(5)

其中i從0開始，N為DDS中一個信號周期內(nèi)的數(shù)據(jù)點數(shù)。實際的表格數(shù)據(jù)為x(i)計算結(jié)果的取整值，共20N個數(shù)據(jù)。從式(5)中可以看出，前10個周期與后10個周期之間有一個相位的反向過渡過程，并且在這個過度過程中，仍然保留了信號的連續(xù)可導(dǎo)性，這有利于保持激勵信號的加載特性。

根據(jù)實驗中的超聲換能器參數(shù)，設(shè)N=20，共生成400個取整的數(shù)據(jù)點，如圖9所示。

圖9 MATLAB生成的信號數(shù)據(jù)

激勵信號由圖9所示表格數(shù)據(jù)通過DAC輸出產(chǎn)生，每個數(shù)據(jù)點的間隔為0.25 μs，生成的信號周期為5 μs，頻率200 kHz的10個整周期信號加可調(diào)整長度的反向信號。STM32F4單片機的12位單通道ADC采集速度可以達到2.4MHz，每個周期內(nèi)采集12個數(shù)據(jù)，滿足采樣處理的需求。

3.3 實驗數(shù)據(jù)及分析

實驗中每次通過上位機控制激勵信號增加的0.5個反向周期，不斷獲取拖尾信號的采樣數(shù)據(jù)。如圖10所示，圖中的橫坐標為ADC采集時的點數(shù)，縱坐標為ADC采集時電壓轉(zhuǎn)化的數(shù)值，范圍在0～4 095之間。

圖10 拖尾信號對比

對采集得到的數(shù)據(jù)進行分析，主要是與未加反向周期的拖尾信號的面積進行比較。

由于拖尾信號具有上下基本對稱的特點，比較時只需要先尋找各自拖尾信號的下包絡(luò)線，然后計算參與比較的兩下包絡(luò)線之間的面積差，并以此作為衡量盲區(qū)的大小的依據(jù)。圖11所示包絡(luò)線對比圖。

圖11 拖尾信號包絡(luò)線對比

其中，包絡(luò)線與面積差的計算方法如下：假設(shè)采集的數(shù)據(jù)長度為M，每n個點取一個最小點，由所有段落的最小點構(gòu)成的折線為采集信號的包絡(luò)線點集。點集表達式為

xs={x1,x2…xM/n}

包絡(luò)線與X軸構(gòu)成的面積為

(6)

添加反向周期后，與未加反向周期的拖尾信號面積S0進行比較，計算兩拖尾信號的包絡(luò)線面積差。即：

ΔSn=Sn-S0

(7)

每次添加0.5個反向周期，一共采集16組拖尾信號數(shù)據(jù)，計算與正向激勵的拖尾幅度面積差。計算結(jié)果作條形圖，如圖12所示。

圖12 相對拖尾幅度面積差

具體面積差見表2。實驗溫度為21.3 ℃。

相對拖尾幅度面積差越大，代表拖尾抑制效果越好。從表2中可以看出在疊加3.5至4.5個反向周期信號時，對拖尾信號的抑制效果較好。經(jīng)過程序控制，當疊加3.8個反向周期時ΔS3.8=58 451.0，對拖尾信號的抑制效果最佳。抑制效果比未疊加反向激勵的拖尾信號面積減少了70%以上。抑制效果如圖13所示。

表2 疊加反向周期數(shù)與拖尾幅度面積差

圖13 疊加3.8周期時拖尾信號對比

由此可以看出，提出的方法能夠得到最佳反向疊加周期數(shù)，從而最大程度地抑制拖尾，在實際工程應(yīng)用中起到降低測量盲區(qū)的作用。

4 結(jié)束語

在使用相同的超聲換能器的條件下，提出疊加特定反向周期數(shù)的激勵信號的方法，可以得到最佳的拖尾抑制效果。實驗采用DDS技術(shù)產(chǎn)生正弦的超聲激勵信號，并通過使能控制的方式改變反向疊加的周期數(shù)。相比常規(guī)的正弦脈沖控制，在改變疊加的反向周期數(shù)目時，信號的控制更加靈活方便，易于實時觀察比較不同反向周期數(shù)拖尾信號的幅度，為找到最佳反向周期疊加數(shù)提供了條件。同時由于正弦信號的易于調(diào)制的特性，下一步可以采用同時調(diào)整幅度和相位的方法來進一步減小拖尾信號。