基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究

曾濤，張磊磊

（中航飛機(jī)西安飛機(jī)分公司特設(shè)處，西安 710000）

引言

隨著科學(xué)水平的日益精進(jìn)，航空飛行的信號傳輸性能也得到了顯著提升[1]。飛機(jī)在進(jìn)行空中飛行時，其飛行CNS（通信導(dǎo)航監(jiān)視）信號不僅需要在指揮系統(tǒng)內(nèi)部進(jìn)行輸送，還需要在各個單位及臺站間完成信號互換。而軟件無線電可以極大程度保證信號的精準(zhǔn)輸出，軟件無線電是一種寬頻段、多性能的無線電通信技術(shù)，其主要功能均依靠軟件來實(shí)現(xiàn)，可利用不同的算法在平臺上進(jìn)行計算，得到即時的信號波形、調(diào)制模式等，進(jìn)而為飛行過程提供可靠的無線通信服務(wù)[2]。

為了提升信號傳輸?shù)木_性，文獻(xiàn)[3]提出一種基于跨層編碼加性復(fù)用機(jī)制的超奈氏5G信號帶寬優(yōu)化傳輸算法。在預(yù)成型過程中引入零化機(jī)制，去除信號滾降系數(shù)的頻譜銳化特征，提升信號發(fā)射過程中的帶寬頻率利用效率。在信道編碼時運(yùn)用跨層編碼技術(shù)得到碼元的最優(yōu)能量，同時在碼元發(fā)射過程中利用誤差掃描檢測技術(shù)建立信道交互復(fù)用機(jī)制，改善碼元存在的頻率漂移，提高了信道的數(shù)據(jù)傳輸能力，抑制了信道傳輸中的噪聲干擾。該方法雖能有效提升信號傳輸精度，但運(yùn)算過程復(fù)雜，缺乏即時性。文獻(xiàn)[4]提出一種基于星座圖恢復(fù)和卷積神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的多進(jìn)制相位調(diào)制信號識別算法。首先設(shè)置相鄰采樣點(diǎn)距離和相位角的閾值，通過閾值篩除出發(fā)生符號間干擾的采樣點(diǎn)，保存剩余的有效采樣點(diǎn)并組成聚類組，利用旋轉(zhuǎn)相鄰聚類組剔除載波頻偏帶來的影響，實(shí)現(xiàn)星座圖恢復(fù)。最后運(yùn)用卷積神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)對星座圖進(jìn)行特征自動提取及調(diào)制識別，但該方法導(dǎo)致信號傳輸誤差率較高。

總結(jié)傳統(tǒng)方法的不足，提出一種基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究方法。利用PCI總線的多處理協(xié)調(diào)能力構(gòu)建軟件無線電平臺，該平臺具備優(yōu)秀的適應(yīng)性及交互性，為信號的可靠性傳輸提供先決條件。設(shè)計CNS高動態(tài)信號模型，確保飛行時可以快速得到信號所在位置并進(jìn)行跟蹤。使用基于軟件無線電的QAM信號調(diào)制方法，增強(qiáng)信號傳輸信噪比，利用CNS信號參數(shù)判斷飛行是否位于安全間隔，提升飛行的安全性。

1 構(gòu)建軟件無線電平臺

軟件無線電的關(guān)鍵特征是模塊化與開放性，這兩點(diǎn)特征集中表現(xiàn)于軟件無線電所使用的開放式標(biāo)準(zhǔn)化總線組成中[5]。將PCI總線作為系統(tǒng)總線來建立MTRS功能模塊參照模型內(nèi)的連接部分，把各個功能模塊設(shè)計為基于PCI總線程序的即插即用硬件拓展卡，使用計算機(jī)的計算處理、儲存、PCI總線插槽和人機(jī)端口資源構(gòu)造一個軟件無線電平臺，如圖1所示。

天線接受射頻信號要通過模擬上/下變頻，由射頻轉(zhuǎn)換為中頻，并輸入至計算機(jī)內(nèi)軟件無線電平臺的PCI拓展卡。在拓展卡中實(shí)現(xiàn)信號模數(shù)變換與數(shù)字下變頻處理后，把中頻信號下變頻至基帶[6]，然后通過PCI總線將數(shù)據(jù)輸送至DAP基帶處理拓展卡或CUP板上實(shí)現(xiàn)基帶信號處理，其處理內(nèi)容包括信號的編碼解碼、加密解密等，完成基帶信號在高速網(wǎng)絡(luò)內(nèi)的相似處理。

在軟件無線電平臺的中頻處理子系統(tǒng)內(nèi)，使用ICS-652 ADC板集成DC-50-WN，實(shí)現(xiàn)中頻信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換及數(shù)字信號下變頻，即組建一個ADC+DDC拓展卡核心芯片電路。利用ICS-660 ADC板集成DC-60-M1，實(shí)現(xiàn)基帶數(shù)字信號上變頻與中頻信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換，組建一個DAC+DUV拓展卡核心芯片電路。

2 CNS高動態(tài)信號模型

為了確保飛行時可以及時捕獲及追蹤信號，減少飛行事故發(fā)生，構(gòu)建CNS高動態(tài)信號模型。高動態(tài)可理解為發(fā)射機(jī)和接收機(jī)擁有較快速率及導(dǎo)數(shù)運(yùn)動的過程，通常情況下載體要比運(yùn)動速率大1 km/s。

假設(shè)第i顆可見星L1波段的C/A碼信號在tT時間進(jìn)行信號發(fā)射，此時衛(wèi)星廣播的L1波段C/A碼信號ST,i(tT)可描述為：

式中：

PT—發(fā)射信號功率；

Di(tT)—報文調(diào)制；

Ci(tT)—偽隨機(jī)噪聲擴(kuò)頻序列；

φ0,i—載波初相；

fL1—L1波段的頻率。

在接收時間為tR的情況下，天線遭到擾亂時的高動態(tài)接收信號可表達(dá)成：

圖1 軟件無線電平臺構(gòu)造圖

式中：

SR,i(tR)—tR時段的接收信號；

PR,i—信號接收時的功率；

δtd,i—信號碼相位的所有時延；

δt'd,i—載波相位的延遲總時間；

ζ—偽碼時延偏差率；

fdop,i—干擾信號的頻率。

若信號定位時間tR相對的本地時間為tr，那么tr=tR+δtr，δtr是本地時間的誤差。因此將本地時間作為參照量[7]，天線遭受干擾時的接收信號可表達(dá)為：

按照衛(wèi)星信號的延時特征，則延時δtd,i與δt'd,i可依次表達(dá)成：

式中：

ρi—接收機(jī)的幾何斜距；

δtsv,i—相對時間誤差；

δttrop,i—信號向使用者發(fā)送過程中內(nèi)的對流層延時；

δtion,i—相對的電離層延時。

接收天線端口表面的射頻接收信號經(jīng)過射頻前方的下變頻操作后可得到中頻信號[8]。若振蕩器聯(lián)合的三級頻度是fLOC1、fLOC2、fLOC3，那么在接收時間為tr時，通過三級混頻和低通濾波后生成的下變頻輸出可描述為：

下變頻信號利用欠采樣后，得到的輸出信號就是中頻采樣信號，可表達(dá)為：

式中：

fIF—CNS信號采樣前的中頻；

fTDC—通過L1射頻到中頻而生成的頻率轉(zhuǎn)移值。

采樣后的中頻IF3轉(zhuǎn)換成采樣頻率fs的鏡頻信號，最后得到的偽中頻f'可表達(dá)為：

IF

式中：

fIF－fs—偽中頻的真實(shí)值；

δfLOC/—振蕩器的歸一化頻率偏差，其與振蕩器誤差對CNS信號頻率的影響相同，可將其作為CNS信號的頻率偏差。

將式（3）～式（7）相融合，得到采樣限期Ts，則下頻信號使用欠采樣后輸出的CNS中頻信號SIF,i(kTs)的表達(dá)式為：

式中：

AIF,i—表示混頻后CNS信號的振幅；

—多路徑反應(yīng)；

(t)—多路徑噪聲；r

φIF,i—混頻后的頻率偏差對載波相位的影響。

信號功率是經(jīng)過大氣傳輸退減、全方位天線接收后的可用信號功率[9]。而與信號功率相比，接收機(jī)的能效更能決定信噪比的大小，所以對CNS信號而言，信噪比是說明其信號強(qiáng)度最為實(shí)用的參變量。

若第i顆可見衛(wèi)星傳播信號的噪聲為ni(tr)，其方差是，幅值是A，信噪比是SNR，那么SNR的詳細(xì)n,iii轉(zhuǎn)換方案為：將CNS信號的幅值作為單位，按照設(shè)置的信噪比SNRi反向推導(dǎo)引入的噪聲幅值，可使用載噪比C/N0,i估算出應(yīng)該引入的噪聲幅值數(shù)目，每個參變量的推導(dǎo)過程為：

其中：

AC,i—可見衛(wèi)星信號的載波幅值。

把參變量的推算過程加入至C/N中，經(jīng)過整合0,i可得到：

按照式（11）估算出需要的噪聲幅值，以此實(shí)現(xiàn)變換SNRi的目的，從而得到信號模擬過程中所需要的信號強(qiáng)度。

多路徑反應(yīng)對CNS接收信號的有效性有較大影響。為了將多路徑反應(yīng)做適當(dāng)簡化，直接在含有噪聲的CNS信號內(nèi)對其進(jìn)行改善，同時利用設(shè)定多路徑反應(yīng)的有關(guān)參變量來完成固有水準(zhǔn)的多路徑反應(yīng)研究。多路徑CNS信號可表示為：

式中：

γMP,i—通過物體反射后映入接收機(jī)的信號幅值和直射入射到接收機(jī)內(nèi)的信號幅值的對比值，對比值的大小和反射性質(zhì)有密切關(guān)聯(lián)，必須滿足γMP,i＜1；

δtMP,i—信號經(jīng)過反射后的時間延遲。

想要直觀凸顯出多路徑反應(yīng)對CNS信號的影響，δtMP,i數(shù)值的選擇范圍應(yīng)符合：

式中：

TC—C/A碼的碼元寬度；

d—追蹤C(jī)/A碼中時延封鎖環(huán)路的相關(guān)區(qū)域，通常情況下為一個碼元寬度。

3 基于軟件無線電的QAM調(diào)制信號

對相干調(diào)節(jié)系統(tǒng)而言，接收方一定要具備本地載波才可以進(jìn)行解調(diào)[10]。在通信系統(tǒng)的發(fā)送位置端口，雖然使用的載波頻率為ωc，但因?yàn)樵谶M(jìn)入線路前要采取數(shù)模轉(zhuǎn)換等相關(guān)處理手段，因此接收方獲得的信號載波頻率與原有載波頻率ωc的準(zhǔn)確率存在很大差別，同時考慮到收發(fā)雙方的晶振極有可能保留一定的頻率誤差，因此發(fā)送端與接收端之間的載波頻率通常會有幾十赫茲的微小移動。為了提高CNS信號的可靠性，需要對頻率誤差進(jìn)行相應(yīng)補(bǔ)償。

經(jīng)由天線端接收的模擬信號通過射頻調(diào)整、模擬轉(zhuǎn)變及中頻處理后，成為低頻率載波信號R(t)。R(t)和本地載波進(jìn)行相乘解調(diào)后，利用低通濾波就可以輸送至決策系統(tǒng)內(nèi)，它和傳統(tǒng)QAM接收系統(tǒng)最根本的差別在于該系統(tǒng)具備反饋功能，能夠根據(jù)解調(diào)之后的結(jié)果推算出目前階段的解調(diào)偏差，并按照偏差大小和正負(fù)來操控載波系數(shù)表的轉(zhuǎn)移[11]。

在QAM調(diào)制系統(tǒng)內(nèi)，接收端R(t)可描述為：

經(jīng)過同相發(fā)射支路，將其與載波進(jìn)行相乘，可得到：

式中：

—接收方對本地載波頻率f的計算過程；c

θr—載波相位；

θs—調(diào)制相位的估算值；

r(t)—信道噪聲。

本地載波經(jīng)過低通濾波器處理后可得到：

同理可得到正交支路，并將其表示為：

在使用低通濾波器后，信號狀態(tài)可描述為：

通過式（16）與式（18）可以看出，在信噪比數(shù)值較大時，可忽略噪聲的影響。若要得到準(zhǔn)確的決策結(jié)果，則一定要將的數(shù)值變得很小，可近似于0，而的數(shù)值也要近似于1，也就是將的數(shù)值接近于0。此外還可以得到以下結(jié)果：在任意小范圍區(qū)域中（通常在1、2個碼元連續(xù)時段內(nèi)），如果載波頻率不處于同步狀態(tài)，那么能夠使用載波的相位進(jìn)行補(bǔ)充，也就是只要就能夠得到準(zhǔn)確的解調(diào)結(jié)果。在數(shù)字通信系統(tǒng)內(nèi)，t的數(shù)值可利用模擬頻率對CNS信號的采樣頻率采取歸一化替代。

在此種狀態(tài)下，環(huán)路濾波器的輸入可描述為：

式（19）內(nèi)，使用約等號是為了忽略噪聲項(xiàng)。因此，使用式（19）的偏差函數(shù)能夠自適應(yīng)轉(zhuǎn)換本地解調(diào)載波相位θr，讓其符合為了將偏差降到最低，可將各個碼元分別調(diào)節(jié)一次。

4 基于CNS信號參數(shù)的碰撞風(fēng)險分析

通過上述步驟可得到精準(zhǔn)的CNS信號，為了深入研究CNS信號模擬的可靠性，將碰撞風(fēng)險作為可靠性研究的前提，通過CNS參數(shù)對其進(jìn)行分析。

若兩架飛機(jī)在相同高度飛行，可設(shè)定兩架飛機(jī)的原始水平間隙為D1，飛行時間為ΔT。如果通信、導(dǎo)航、監(jiān)視自身的定位偏差是互相獨(dú)立的[12]，則其偏航均滿足平均值是0的正態(tài)分布。

在相同高度層的兩架飛機(jī)間的水平間隙均小于飛機(jī)尺寸L的情況下，就可認(rèn)定飛機(jī)間產(chǎn)生了碰撞，所以，兩架飛機(jī)發(fā)生碰撞的概率是：

因此，想要得到碰撞概率，就要計算出定位偏差σ，繼而要獲得CNS信號參數(shù)。

CNS的信號環(huán)境可劃分為所需導(dǎo)航性能（RNP）、所需通信性能（RCP）、所需監(jiān)視性能（RSP）三個方面。因此，將CNS信號參數(shù)表示為RNPa、RCPb、RSPc。a為導(dǎo)航準(zhǔn)確度參數(shù)，單位是海里；b為通信處理時間，單位是秒；c為監(jiān)視刷新頻度，單位是次/秒。因此可建立以下公式：

式中：

σ1—導(dǎo)航所產(chǎn)生的水平間隙定位偏差；

σ2—通信所產(chǎn)生的水平間隙定位偏差；

σ3—監(jiān)視所產(chǎn)生的水平間隙定位偏差。

由此可得到飛機(jī)的碰撞概率為：

式中：

υ1、υ2—飛機(jī)巡航速率在兩架飛機(jī)連線內(nèi)的分量。

5 仿真實(shí)驗(yàn)

將所提方法與文獻(xiàn)[3]、文獻(xiàn)[4]方法進(jìn)行不同信噪比條件下的解碼性能仿真對比。設(shè)置采樣率fs為300 MHz，信號載頻fc是80 MHz，CNS信號的碼元是15位m序列。分別進(jìn)行解調(diào)準(zhǔn)確率與傳輸耗時對比實(shí)驗(yàn)。

5.1 解調(diào)準(zhǔn)確率對比

三種方法的解調(diào)準(zhǔn)確率對比結(jié)果如圖2所示。

從圖2可以看出，所提方法調(diào)解準(zhǔn)確率為最佳，可高達(dá)98 %以上。這是由于所提方法使用了軟件無線電平臺，利用自適應(yīng)調(diào)整本地載波達(dá)到高效調(diào)解的目的，提升信號的傳輸信噪比，增強(qiáng)信號的抗干擾能力。

5.2 傳輸耗時對比

下面對CNS信號的傳輸時長進(jìn)行對比，信號傳輸次數(shù)設(shè)置為6次，具體結(jié)果如表1。

由表1

可知，所提方法的傳輸耗時最短，且時長均控制在3 s之內(nèi)，可快速將飛行時需要的信號內(nèi)容進(jìn)行可靠傳輸，改善飛行安全性。而文獻(xiàn)[3]與文獻(xiàn)[4]方法的傳輸效率較低，難以保證飛行信號的即時性。

圖2 解調(diào)準(zhǔn)確率對比

表1 傳輸耗時對比

6 結(jié)論

為了保證飛機(jī)的平穩(wěn)飛行，提出一種基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究方法。首先建立軟件無線電平臺，利用CNS高動態(tài)信號模型與QAM調(diào)制信號方法，得到精準(zhǔn)的CNS信號，使用CNS信號參數(shù)計算出飛行的碰撞概率。為了證明飛行CNS信號的可靠性，進(jìn)行對比實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與傳統(tǒng)方法相比，所提方法擁有極強(qiáng)的自適應(yīng)能力，且魯棒性強(qiáng)。