基于碳化硅器件的高頻化高效率船用變頻器

柳彬，姚川，徐正喜

(武漢第二船舶設(shè)計研究所，湖北 武漢 430064)

0 引 言

電力驅(qū)動作為船舶推進以及船用泵組驅(qū)動的一種主要方式，廣泛應(yīng)用于各型船舶，船用變頻器是實現(xiàn)調(diào)速變工況運行的關(guān)鍵設(shè)備[1-4]。目前，船用變頻器均采用IGBT硅基半導體器件作為主開關(guān)器件，其工作頻率一般在20 kHz以內(nèi)。硅基電力電子器件經(jīng)過近60年的長足發(fā)展，其性能已趨近理論極限，通過器件原理的創(chuàng)新、結(jié)構(gòu)的改善及制造工藝的進步，已經(jīng)難以大幅度提升變頻器總體性能。近年來，以碳化硅（silicon carbide，SiC）為主的第三代半導體技術(shù)突破了硅基半導體器件在耐壓等級、工作溫度、開關(guān)損耗和開關(guān)速度上的極限，能夠顯著減小電力電子變換器的重量、體積、成本，大幅提升電力電子系統(tǒng)的性能[5-7]。

本文以應(yīng)用于船舶泵組電力驅(qū)動的船用變頻器為研究對象，開展基于碳化硅器件的高頻化高效率船用變頻器設(shè)計，提出有源前端（AFE）變頻器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)、整流與逆變系統(tǒng)控制策略，以及主電路參數(shù)計算方法，系統(tǒng)仿真和試驗結(jié)果表明，該設(shè)計方式是實現(xiàn)船用變頻器高性能、小型化的有效技術(shù)途徑。

1 有源前端（AFE）變頻器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)

船用變頻器為交流50 Hz輸入、交流變頻輸出。本文采用圖1所示的電壓源型雙PWM交-直-交變頻器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)，由前級整流部分和后級逆變部分組成。

前級整流部分采用了有源前端（AFE）即高頻PWM整流方案[2-4]，其優(yōu)勢包括：

1）電網(wǎng)側(cè)輸入電流為正弦波，無功從感性到容性連續(xù)可調(diào)（包括功率因數(shù)=1），與不控整流方案相比，可顯著降低船用電網(wǎng)諧波污染；

2）能量可雙向流動，既可整流，又可回饋，當負載電動機處于再生發(fā)電制動狀態(tài)時，能量通過后級逆變器回饋至中間直流母線，使母線電容電壓上升，此時通過控制前級電網(wǎng)側(cè)整流器，使其運行于逆變狀態(tài)，使電能回饋給電網(wǎng)；

3）可在不穩(wěn)定的電網(wǎng)中可靠工作，即在船用電網(wǎng)電壓大幅波動時，仍能維持直流母線電壓不變，提高了設(shè)備的可靠性。

后級逆變部分采用通用的三相橋逆變方案，并配置了三相正弦波濾波器。正弦波濾波器是帶有阻尼電阻的LC濾波器，其諧振頻率遠大于變頻器最高輸出頻率，遠小于開關(guān)頻率，濾波器的輸出電壓為正弦波，適用于船用使用條件中輸出電纜較長的應(yīng)用場合。

在該系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)中，前級整流部分和后級逆變部分的所有開關(guān)器件均采用最新一代的SiC器件。由于SiC器件開關(guān)速度的加快，可工作于20kHz以上的開關(guān)頻率，這將顯著減小無源器件如直流支撐電容和輸出LC濾波器的體積和重量，大幅提升電力電子裝置的功率密度。同時，與傳統(tǒng)硅基IGBT相比，SiC 器件的導通電阻較小，使得導通損耗大幅降低。除此之外，全SiC器件擁有的SiC SBDs具有較小的反向恢復電流，開關(guān)損耗大幅降低。損耗大幅降低帶來的直接結(jié)果就是電力電子裝置變換效率顯著提高，大大降低了對散熱及冷卻系統(tǒng)的需求。

2 系統(tǒng)控制策略

2.1 前級整流控制策略

建立三相PWM整流器在三相靜止a，b，c坐標系中的數(shù)學模型，表達式如下：

式中：L，R分別為電源輸入線電感和電阻；Sa*，Sb*，Sc*分別表示三相橋臂的開關(guān)函數(shù)；S*=1，代表對應(yīng)的橋臂上管導通，下管關(guān)斷；S*=0，代表對應(yīng)的橋臂上管關(guān)斷，下管導通。已知交流電源電壓后，對6個開關(guān)器件進行實時的高頻通斷控制，即控制Sa*，Sb*，Sc*就可以調(diào)控直流輸出電壓及交流輸入電流大小和波形，實現(xiàn)理想的整流變換。

圖 1 基于碳化硅器件的有源前端（AFE）變頻器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)Fig. 1AFE frequency converter structure based on SiC device

引入兩相同步旋轉(zhuǎn)d，q坐標系，得到兩相同步坐標系下的模型，表達式如下：

由此可得到圖2所示的兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系中PWM整流器模型結(jié)構(gòu)圖。

圖 2 兩相同步坐標系下PWM整流器模型Fig. 2PWM rectifier model in d-q synchronous coordinate system

采用恒功率坐標變換，則電網(wǎng)處有功功率、無功功率可表示為：

由式（4）可知，當電網(wǎng)電壓恒定時，控制d軸電流即可以控制網(wǎng)側(cè)輸入的有功功率，控制q軸電流即可控制網(wǎng)側(cè)輸入的無功功率。進一步分析可知，id指令值可來自直流母線電壓誤差的調(diào)節(jié)輸出，而iq指令值則決定了電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。在變頻器系統(tǒng)中，要求電網(wǎng)側(cè)整流器運行在單位功率因數(shù)狀態(tài)，即iq指令值被設(shè)置為iq*=0。同時，為了保證系統(tǒng)具有良好的動態(tài)特性，依據(jù)圖2所示的整流器模型，在控制系統(tǒng)加入負載電流前饋環(huán)節(jié)，即負載電流的大小可以立即在d軸的電流內(nèi)環(huán)指令上得到體現(xiàn)。

2.2 后級逆變控制策略

后級逆變環(huán)節(jié)采用通用的電壓-頻率控制即V/f控制方式，適用于船舶泵組驅(qū)動系統(tǒng)等對動態(tài)性能要求不高的場合[8]。V/f控制系統(tǒng)框圖如圖3所示。

圖 3 V/f控制系統(tǒng)框圖Fig. 3V/f control system structure

V/f控制的控制量是交流電動機的定子電壓幅值u*和頻率f*。圖3中工作頻率設(shè)定即轉(zhuǎn)速設(shè)定，經(jīng)斜坡函數(shù)發(fā)生器減緩轉(zhuǎn)速升降變化率后，送至V/f曲線發(fā)生器，產(chǎn)生定子電壓給定信號u*、頻率給定信號 f*，經(jīng)PWM發(fā)生器去控制變頻器。

3 主電路設(shè)計及參數(shù)計算

本文研究的變頻器輸入電壓三相380 V/50 Hz，輸出電壓三相380 V/50 Hz（5～60 Hz），額定輸出功率30 kVA。設(shè)整流器和逆變器的效率均為0.96，負載的功率因數(shù)為0.8（通常電機功率因數(shù)在0.75～0.85之間），開關(guān)頻率為fs=50 kHz，則

輸出相電流：

輸入相電流：穩(wěn)態(tài)計算暫且忽略濾波電容電流的影響，認為IL=Iout。采用SVPWM調(diào)制，忽略濾波電感壓降，設(shè)調(diào)制系數(shù)M=0.9，可反算出直流母線電壓：

為了留有一定裕量，實際取直流母線電壓為Udc=650V，此時調(diào)制系數(shù)為M=0.83。

由功率平衡可計算出直流母線電流：

為滿足前級整流、后級逆變1.25倍長時過載要求，結(jié)合直流母線電壓為650 V的要求，選擇CREE公司的SiC模塊CAS120M12BM2以及對應(yīng)的驅(qū)動板PT62SCMD12，該SiC模塊在25°C時可通過193 A的電流，90°C時可通過138 A的電流，滿足本設(shè)計要求。

1）前級整流參數(shù)計算

整流器濾波電感值根據(jù)其基波壓降為輸入電壓的5%來設(shè)計，即

直流母線電容的選取主要考慮其整流器的動態(tài)響應(yīng)過程，其響應(yīng)時間大約為5 ms，即認為5 ms時間內(nèi)整流器不工作，逆變側(cè)能量由電容完全供應(yīng)，設(shè)負載的功率因數(shù)為0.8，由能量平衡得直流支撐電容值Cd應(yīng)滿足下式要求：

式中：Udcmin為滿足使逆變器SVPWM不過調(diào)制的最小直流電壓，即。

由此可計算出直流電容Cd≥1 818 μF，本設(shè)計中取 Cd=2 000 μF。

2）后級逆變參數(shù)計算

正弦波濾波器中濾波電感紋波電流最大值按小于相電流額定值峰值的20%，即

可得：Lf≥ 252.8 μH，取濾波電感值 Lf=253 μH。正弦波濾波器諧振頻率取1/10開關(guān)頻率為宜，即fc=0.1fs=5 kHz，濾波電容可得：

4 仿真分析

根據(jù)前述變頻器設(shè)計參數(shù)，利用Matlab/Simulink建立整流器仿真模型，得到系統(tǒng)滿載時直流母線電壓波形如圖4所示。

圖4（a）所示的直流母線電壓穩(wěn)定，圖4（b）中電壓局部放大后直流母線電容電壓紋波約1 V左右，遠小于直流母線電壓的0.5%～1%（3.5～7 V），所以選擇2 000 μF的直流母線電容在滿載時完全可以滿足穩(wěn)定直流側(cè)電壓的需求。

圖 4 滿載時直流母線電壓波形和直流母線電壓局部放大波形Fig. 4DC bus voltage waveform at full load and partial enlarged DC bus voltage waveform

5 試驗結(jié)果

基于圖1的變頻器系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)，按照本文提出的控制策略以及參數(shù)計算方法，設(shè)計1套基于SiC器件的船用變頻器。變頻器額定容量為30 kVA，開關(guān)頻率為50 kHz。變頻器由整流模塊和逆變模塊2部分構(gòu)成，模塊結(jié)構(gòu)采用同樣的結(jié)構(gòu)型式。通過功率及控制單元集成、驅(qū)動電路優(yōu)化、直流支撐電容緊湊布置等措施，整流、逆變單模塊尺寸僅為315 mm×435 mm×220 mm，功率密度可達0.995 W/cm3，效率達到96%。圖5和圖6分別為整流模塊、逆變模塊的試驗波形，表明該變頻器具有良好的性能指標。

圖 5 整流模塊輸入、輸出波形（輸入側(cè)功率因數(shù)=1）Fig. 5Input and output waveforms of rectifier module（input power factor=1）

圖 6 逆變模塊輸出波形（THD%=3.14%）Fig. 6Output waveform of inverter module（THD%=3.14%）

6 結(jié) 語

將新一代碳化硅器件應(yīng)用于船用變頻器的設(shè)計，可大幅提升船用變頻器的性能。變頻器開關(guān)頻率由20 kHz左右可提升至50 kHz以上，將大大減小濾波器的體積，有利于變頻器的小型化。同時，開關(guān)器件損耗顯著降低，變頻器效率可提升至96%甚至更高，有效地提高了變頻器的功率密度和性能。