復(fù)雜環(huán)境下UWB室內(nèi)定位接收信號(hào)的模擬研究

郭陸巖，莊銘杰

（華僑大學(xué)工學(xué)院，泉州362021）

0 引言

當(dāng)今社會(huì)，移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)技術(shù)發(fā)展迅猛，移智能移動(dòng)設(shè)備普及率不斷升高，5G時(shí)代的到來(lái)使得物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)進(jìn)入一個(gè)新的增長(zhǎng)爆發(fā)期。這也使得人們對(duì)室內(nèi)定位的需求不斷增加。基于位置服務(wù)（LBS）[1]作為物聯(lián)網(wǎng)服務(wù)中的核心服務(wù)之一，在人們的日常生活中起到了愈發(fā)重要的作用，人們對(duì)于無(wú)線定位的需求不斷增加。無(wú)線定位技術(shù)的趨勢(shì)將是室內(nèi)與室外定位相互結(jié)合來(lái)實(shí)現(xiàn)超高精度的無(wú)縫定位[2]。所以，低成本而且高精度的室內(nèi)定位技術(shù)是具有特別重要的現(xiàn)實(shí)意義的。

室外因?yàn)榄h(huán)境相對(duì)空曠所以GPS定位技術(shù)應(yīng)用廣泛，和基本無(wú)遮擋的室外環(huán)境相比較，室內(nèi)環(huán)境因?yàn)橛袎Ρ诤驼系K物等的遮擋，信號(hào)在傳播過(guò)程中，并不能直接到達(dá)接收端，而是經(jīng)過(guò)反射或者折射等形式到達(dá)接收端，因此室內(nèi)環(huán)境下，信號(hào)失真是比較嚴(yán)重的，用接收到的信號(hào)來(lái)測(cè)距定位是不準(zhǔn)確的、誤差較大的。不僅如此，室內(nèi)定位系統(tǒng)還要綜合考慮精度、范圍、性價(jià)比等多重因素，所以合適的室內(nèi)定位技術(shù)和相關(guān)算法有很大的研究?jī)r(jià)值[3]。隨著傳感器的的進(jìn)一步發(fā)展，基于新傳感器的室內(nèi)定位系統(tǒng)的研究也有了新的進(jìn)展。針對(duì)復(fù)雜的室內(nèi)環(huán)境，超寬帶技術(shù)[4]相比于其他定位技術(shù)會(huì)有其獨(dú)特優(yōu)勢(shì)，例如，功耗較低、抗多徑能力強(qiáng)、測(cè)量精度高等?；诔瑢拵У亩ㄎ患夹g(shù)成為當(dāng)今室內(nèi)定位系統(tǒng)的研究熱點(diǎn)。

在超寬帶定位系統(tǒng)中，通過(guò)對(duì)接收到的超寬帶信號(hào)進(jìn)行處理，然后使用到達(dá)時(shí)間（TOA）、到達(dá)時(shí)間差（TDOA）等定位算法進(jìn)行定位獲取待測(cè)標(biāo)簽的具體位置。研究的關(guān)鍵一步是獲取超寬帶信號(hào)，通過(guò)在真實(shí)環(huán)境中布置超寬帶基站和超寬帶標(biāo)簽可以獲取真實(shí)的超寬帶脈沖信號(hào)，但是超寬帶基站成本較高，采集的數(shù)據(jù)受環(huán)境影響較大，環(huán)境的改變會(huì)造成數(shù)據(jù)誤差變大，而且研究要采集大量的超寬帶信號(hào)數(shù)據(jù)，采集耗時(shí)較長(zhǎng)。而研究通過(guò)仿真模擬復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的超寬帶信號(hào)源，可以快速獲取大量研究所需要的信號(hào)數(shù)據(jù)，可以節(jié)省研究時(shí)間和硬件成本。

現(xiàn)在基于復(fù)雜環(huán)境下的UWB室內(nèi)定位信號(hào)源的模擬研究，較多側(cè)重于一個(gè)方面進(jìn)行研究，李佩琳[5]等人研究了脈沖的波形形成和波形的優(yōu)化算法，著重對(duì)高斯脈沖特性進(jìn)行研究，稅奇軍[6]等人，結(jié)合實(shí)際，用以光纖布拉格光柵為核心器件的仿真模型產(chǎn)生超寬帶信號(hào)，侯欣雨[7]等人研究水下超寬帶信號(hào)波形特點(diǎn)。韓濤[8]等人利用物理光學(xué)特性來(lái)仿真超寬帶信號(hào)的多重繞射傳播特性。吳迪[9]等人研究了超寬帶的室內(nèi)信道建模，Adam Mohamed Ahmed Abdo[10]等人基于測(cè)量數(shù)據(jù)研究基于簇的新的路徑損耗模型，沒(méi)有結(jié)合發(fā)射信號(hào)源進(jìn)行研究。

本文通過(guò)結(jié)合基于高斯脈沖的超寬帶發(fā)射信號(hào)與室內(nèi)復(fù)雜環(huán)境下的信道建模，研究在復(fù)雜環(huán)境下UWB室內(nèi)定位信號(hào)源的模擬，可以快速生成大量擬合真實(shí)數(shù)據(jù)的超寬帶室內(nèi)定位信號(hào)源，節(jié)省研究成本，對(duì)方便下一步對(duì)復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的超寬帶定位進(jìn)行研究。

1 復(fù)雜環(huán)境下的UWB定位系統(tǒng)及組成

1.1 超寬帶定位系統(tǒng)

基于UWB的室內(nèi)定位系統(tǒng)，主要由待測(cè)標(biāo)簽、信號(hào)基站和服務(wù)控制中心三部分組成，如圖1所示，在系統(tǒng)中，基站位置是已知且固定的，基站通過(guò)一般通過(guò)光纖等有線網(wǎng)絡(luò)與控制處理中心相聯(lián)接。待測(cè)標(biāo)簽在空間中位置未知。定位時(shí)，首先時(shí)待測(cè)標(biāo)簽向所有基站同時(shí)發(fā)送定位信號(hào)，定位信號(hào)一般為發(fā)送時(shí)間信息、角度信息等用于定位的識(shí)別信息?；驹诮邮盏叫畔⒑?，將信息通過(guò)網(wǎng)絡(luò)傳輸?shù)娇刂铺幚碇行?，由中心通過(guò)算法解算標(biāo)簽位置，并通過(guò)基站回傳給標(biāo)簽，完成標(biāo)簽定位。以基于到達(dá)時(shí)間（TOA）算法的定位系統(tǒng)為例，待測(cè)標(biāo)簽在同一時(shí)間向基站發(fā)射UWB信號(hào)，每個(gè)基站記錄下接收到定位信號(hào)的時(shí)間，將其傳輸?shù)接?jì)算中心進(jìn)行計(jì)算，在理想條件下時(shí)間乘以光速就是物體與基站之間的距離，然后以基站坐標(biāo)為圓心，距離為半徑做圓，三圓交點(diǎn)就是所求的位置坐標(biāo)，因此TOA定位也叫圓周定位。復(fù)雜環(huán)境下，受墻壁和障礙物等的遮擋，UWB信號(hào)傳播時(shí)會(huì)發(fā)生發(fā)射、折射，造成計(jì)算誤差變大，最終導(dǎo)致定位精度下降。所以要結(jié)合其他算法進(jìn)行誤差糾正然后進(jìn)行迭代計(jì)算，最終實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)定位。

圖1 UWB室內(nèi)定位系統(tǒng)框圖

1.2 復(fù)雜環(huán)境下UWB室內(nèi)定位信號(hào)的模擬框圖

本文主要集中在復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的UWB接收信號(hào)的模擬研究，目的是得到信號(hào)數(shù)據(jù)后進(jìn)行誤差糾正和算法改進(jìn)提高室內(nèi)環(huán)境下的定位精度，相關(guān)研究將在以后的工作中體現(xiàn)。圖2表示本文模擬信號(hào)源從發(fā)射到接收整體流程框圖，待發(fā)射的二進(jìn)制序列經(jīng)過(guò)發(fā)射機(jī)編碼調(diào)制變成結(jié)合二進(jìn)制PPM調(diào)制的TH跳時(shí)UWB信號(hào)序列。我們使用IEEE 802.15.3a定義的四種室內(nèi)信道環(huán)境作為仿真信號(hào)環(huán)境，發(fā)射機(jī)發(fā)射信號(hào)序列與信道沖激響應(yīng)卷積，生成無(wú)噪聲的UWB定位信號(hào)，除了與室內(nèi)信道卷積，我們還需要添加高斯白噪聲來(lái)模擬復(fù)雜環(huán)境下的接收信號(hào)，通過(guò)對(duì)序列進(jìn)行編碼調(diào)制、卷積、加性噪聲，我們最終得到由接收機(jī)接收的復(fù)雜環(huán)境下的UWB室內(nèi)定位接受信號(hào)。

圖2 UWB室內(nèi)定位信號(hào)的模擬框圖

2 PPM-TH-UWB發(fā)射信號(hào)模擬

生成室內(nèi)定位信號(hào)的第一步是生成發(fā)射信號(hào)，在基于超寬帶信號(hào)的定位系統(tǒng)中，使用超寬帶信號(hào)發(fā)射序列最常用的方法就是直接發(fā)射極短脈沖，即沖激超寬帶信號(hào)（IR-UWB），本文使用結(jié)合隨機(jī)跳時(shí)（TH）的抗干擾和脈沖位置調(diào)制（PPM）定位分辨能力的基于脈沖位置調(diào)制（PPM）的跳時(shí)超寬帶信號(hào)（TH-UWB）來(lái)仿真生成發(fā)射信號(hào)。

圖3 PPM-TH-UWB信號(hào)仿真方案

假設(shè)發(fā)射的二進(jìn)制序列a=（a0，a1，…，ak，…），二進(jìn)制發(fā)射速率Ra=1/Ta（b/s），仿真時(shí)，我們使用MATLAB的rand（）函數(shù)，生成均勻分布隨機(jī)數(shù)后將隨機(jī)數(shù)平均判別成兩部分保證等概率生成二進(jìn)制數(shù)值。第一步是使用重復(fù)編碼器對(duì)序列進(jìn)行重復(fù)次數(shù)為Ns次，重復(fù)編碼的目的是引入冗余，提高信息傳輸效率，降低誤碼率。為了仿真方便，我們采用多次重復(fù)信道編碼，實(shí)際應(yīng)用中可以使用抗干擾和噪聲強(qiáng)的信道編碼。重復(fù)編碼后產(chǎn)生新的二進(jìn)制序列為：

新產(chǎn)生的序列我們用序列b表示：

b=（…，b0，b1，…，bj，bj+1，…）=（…，a0，a0，…，a0，a1，a1，…，a1，…ak，ak，…，ak，…），新序列b的速率為原序列的Ns倍，即Rb=Ns/Ta（b/s）=1/Ts（b/s），Ts表示平均脈沖時(shí)間，Ts一般設(shè)置為3納秒，我們可以通過(guò)將輸入二進(jìn)制序列轉(zhuǎn)換成Ns個(gè)離散脈沖序列與抽樣點(diǎn)同樣是Ns的離散矩形濾波器相卷積，進(jìn)行重復(fù)信道編碼。

下一步是引入整數(shù)值跳時(shí)（TH）碼序列c和脈沖位置調(diào)制（PPM）對(duì)產(chǎn)生的新的二進(jìn)制序列b進(jìn)行編碼，生成位置偏移序列d，d的表達(dá)式一般為：

cjTC是TH跳時(shí)碼引起的位置偏移，cj，TH碼序列是一個(gè)一個(gè)長(zhǎng)度為Nb的矢量序列，該矢量序列由均勻分布在0到Na之間的整數(shù)組成。Na是數(shù)值最大值上界。我們需要生成一個(gè)序列c來(lái)作為T(mén)H跳時(shí)碼，這里我們使用二進(jìn)制的m序列生成偽隨機(jī)序列，二進(jìn)制的m序列又稱偽噪聲序列（PN），相比于其他序列，m序列自相關(guān)性好，隨機(jī)性能接近于真隨機(jī)序列和噪聲。TH跳時(shí)碼序列的速率為Rc=1/Tc，Tc是碼片時(shí)間，是一個(gè)常量，需要我們自己定義，在本文中我們?cè)O(shè)置碼片時(shí)間Tc為1納秒。biε是由PPM調(diào)制引起的位置偏移，b是重復(fù)信道編碼后的序列元素，ε為常量。我們通過(guò)將時(shí)域上來(lái)連續(xù)的輸入值轉(zhuǎn)離散值然后對(duì)輸入序列進(jìn)行重復(fù)循環(huán)，通過(guò)重復(fù)周期確定脈沖位置然后進(jìn)行PPM-TH調(diào)制位置偏移。

最后是脈沖波形的產(chǎn)生。這是UWB無(wú)線定位系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的基礎(chǔ)。超寬帶信號(hào)模型可用下面的公式表達(dá)：

其中，α2表示脈沖形成因子。無(wú)直流分量是脈沖形成的基本條件，經(jīng)過(guò)求導(dǎo)后的高斯脈沖導(dǎo)函數(shù)都符合這個(gè)條件。

圖4 給出了高斯脈沖波形和它的前十一階高斯導(dǎo)函數(shù)的波形圖，通過(guò)分析對(duì)比時(shí)域波形可知，高斯導(dǎo)函數(shù)的階數(shù)越高，脈沖波形波峰也就越多，而波峰越多的信號(hào)越難被檢測(cè)和捕獲，而且高斯導(dǎo)函數(shù)的階數(shù)越低，其產(chǎn)生設(shè)備也越簡(jiǎn)單，波形生成也越容易實(shí)現(xiàn)。

圖4 高斯脈沖及前十一階導(dǎo)函數(shù)波形

圖5表示高斯脈沖的前11階導(dǎo)函數(shù)的功率譜密度（PSD），從圖中可以看出，一階但函數(shù)的功率譜密度雖然符合輻射掩蔽，但形狀很窄，所以綜合考量，本文選用高斯脈沖二階導(dǎo)函數(shù)作為脈沖波形。

圖5高斯脈沖前十一階導(dǎo)函數(shù)功率譜密度

高斯脈沖的導(dǎo)函數(shù)理論上持續(xù)時(shí)間無(wú)限長(zhǎng)，但是從圖中可得知，脈沖信號(hào)衰減很快，所以仿真可以設(shè)置脈沖持續(xù)時(shí)間Tm，假定脈沖在Tm持續(xù)時(shí)間內(nèi)信號(hào)是存在的，根據(jù)Giancola等人的研究，Tm選取數(shù)值為脈沖形成因子的2.2倍最佳。

級(jí)聯(lián)所有模塊，產(chǎn)生的PPM-TH-UWB信號(hào)可表示為：

Tc是碼片時(shí)間，biε是由PPM調(diào)制引起的位置偏移，TH-PPM信號(hào)的實(shí)質(zhì)是用不同的脈沖波形表示不同的信息，PPM引入時(shí)間為一，將不同的比特用具有不同偏移量的波形表示。簡(jiǎn)化s（t），可得：

將TH跳時(shí)引起的隨機(jī)時(shí)間偏移cjTC和PPM引起的調(diào)制位移biε，用時(shí)間隨機(jī)位移統(tǒng)一表示。

通過(guò)發(fā)射鏈路仿真發(fā)射信號(hào)需要設(shè)置的參數(shù)有脈沖形成濾波器，脈沖形成因子tau（秒），沖激響應(yīng)的持續(xù)時(shí)間Tm，PPM時(shí)移dPPM（秒），平均發(fā)射功率（dBm），信號(hào)的抽樣頻率fc，由二進(jìn)制源產(chǎn)生的比特?cái)?shù)numbits，平均脈沖重復(fù)時(shí)間Ts（單位為秒），每個(gè)比特映射的脈沖數(shù)Ns，碼片時(shí)間Tc（單位為秒）等。參數(shù)設(shè)置如下：脈沖形成因子tau=0.25ns，沖激響應(yīng)的持續(xù)時(shí)間Tm=0.55e-9，即0.55納秒，平均發(fā)射功率Pow為-30dBm，PPM時(shí)移dPPM=0.5納秒。因?yàn)槌瑢捫盘?hào)脈沖時(shí)間極短，所以信號(hào)抽樣頻率也要設(shè)置的足夠高，這里信號(hào)的抽樣頻率fc設(shè)置為50e9，由二進(jìn)制源產(chǎn)生的比特?cái)?shù)numbits=2，仿真以2比特的信號(hào)為例，平均脈沖重復(fù)時(shí)間Ts為3納秒，每個(gè)比特映射的脈沖數(shù)Ns=5，碼片時(shí)間Tc為1納秒。

圖6 PPM-TH-UWB發(fā)射機(jī)模擬發(fā)射信號(hào)

圖6表示PPM-TH-UWB發(fā)射機(jī)模擬的發(fā)射信號(hào)，從圖中可以看出，發(fā)射序列為[0 1 0]，脈沖位于時(shí)間間隙前位置表示0，脈沖位于時(shí)間間隙后位置表示1。

3 UWB室內(nèi)定位環(huán)境的接收信號(hào)模擬

3.1 信道環(huán)境模擬

本文采用IEEE802.15.3a研究小組推薦的UWB超寬帶信道模型，該信道模型是在Saleh和Valenzuela信道模型[12]的基礎(chǔ)上，通過(guò)對(duì)大量超寬帶信號(hào)真實(shí)測(cè)量數(shù)據(jù)的分析，對(duì)信道模型進(jìn)行了修改，用對(duì)數(shù)正態(tài)分布表示多徑增益分布，用對(duì)數(shù)正態(tài)隨機(jī)變量表示總多徑增益的波動(dòng)，信道系數(shù)把復(fù)變量改為使用實(shí)變量等，通過(guò)一系列的修改，使仿真數(shù)據(jù)與真實(shí)數(shù)據(jù)更加吻合。

X是對(duì)數(shù)正態(tài)隨機(jī)變量，代表信道的幅度增益；L是觀測(cè)到的簇的數(shù)目，K是第n簇內(nèi)接收到的多徑數(shù)目，αlk代表多徑增益函數(shù)，Tl代表第l簇到達(dá)時(shí)間，τlk代表以Tl為基準(zhǔn)，第l簇中的第k徑的延遲時(shí)間。

IEEE802.15.3A標(biāo)準(zhǔn)信道模型將室內(nèi)信道環(huán)境分為四種情況，即Case A:LOS（0～4m）、Case B:NLOS（0～4m）、Case C:NLOS（4～10m）和Case D:極限NLOS多徑信道。

表1 IEEEUWB信道模型的參數(shù)屬性設(shè)置

圖7 CM1和CM3信道沖激響應(yīng)

本文采用IEEE802.15.3a定義的四種情況。其中LOS信道增益取參考衰減A0=47dB，衰減指數(shù)γ=1.7，NLOS信道增益取參考衰減A0=51dB，衰減指數(shù)γ=3.5。

從CM1和CM3的兩種信道的沖激響應(yīng)的對(duì)比可以看出，環(huán)境越復(fù)雜，信道產(chǎn)生的多徑分量也就越多。

3.2 復(fù)雜環(huán)境定位接收信號(hào)模擬

發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)復(fù)雜的室內(nèi)環(huán)境傳播后，信號(hào)通過(guò)障礙物后會(huì)發(fā)生反射、折射以及衰減，最后信號(hào)會(huì)發(fā)生失真。如果復(fù)雜環(huán)境信道用IEEE802.15.3A定義的的統(tǒng)計(jì)信道模型表示，則將發(fā)射信號(hào)與四種離散時(shí)間信道沖激響應(yīng)卷積，并添加高斯噪聲得到復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的超寬帶模擬信號(hào)源。最終的接收信號(hào)可以表示為：

ERX表示發(fā)射脈沖的總接受能量，N是觀測(cè)到的簇的數(shù)目，K是第n簇內(nèi)接收到的多徑數(shù)目，αnk代表多n徑增益函數(shù)，Tl代表第l簇到達(dá)時(shí)間，τlk代表以Tl為基準(zhǔn)，第l簇中的第k徑的延遲時(shí)間。n（t）表示接收機(jī)輸入端的AWGN.n（t）表示高斯噪聲。

使用MATLAB軟件仿真實(shí)現(xiàn)超寬帶信號(hào)源的模擬仿真，輸入信號(hào)采用基于位置調(diào)制的二進(jìn)制跳時(shí)超寬帶（PPM-TH）信號(hào)，信道采用前期生成的CM1到CM4四種信道環(huán)境，將發(fā)射信號(hào)與四種離散時(shí)間信道沖激響應(yīng)卷積，并添加隨機(jī)高斯噪聲，最終得到復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的超寬帶模擬信號(hào)源。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本文以CM1和CM3兩種情況分別代表LOS和NLOS兩種信道環(huán)境下的離散時(shí)間信道沖激響應(yīng)為例進(jìn)行分析。復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的超寬帶模擬信號(hào)源是將發(fā)射信號(hào)與該響應(yīng)卷積并添加高斯噪聲得到。為了觀察方便，我們生成1比特周期為5的PPM-TH序列脈沖觀察它們?cè)诓煌旁氡群筒煌诺老碌男盘?hào)波形。

圖8無(wú)噪聲CM1信道下信號(hào)波形

圖9 0dB信噪比CM1信道下信號(hào)波形

圖8和圖9分別在CM1的信道環(huán)境下，表示無(wú)噪聲的理想環(huán)境下和加大噪聲的環(huán)境的信噪比為0dB的真實(shí)環(huán)境下的超寬帶信號(hào)源表示，從上圖可以看出，在加大噪聲的情況下，基本已經(jīng)不能看出信號(hào)的脈沖形狀，但是根據(jù)峰值計(jì)算，在該種情況下，大約造成0.2ns的峰值誤差。也就是說(shuō)，LOS環(huán)境并不能造成信號(hào)的大規(guī)模時(shí)延誤差，用于室內(nèi)定位，大概會(huì)造成6cm左右的測(cè)距誤差。因此，用LOS環(huán)境下傳播的超寬帶信號(hào)不需要進(jìn)行大規(guī)模的誤差糾正后再定位。

圖1 0表示的是同一個(gè)超寬帶信號(hào)在通過(guò)CM3信道環(huán)境即NLOS環(huán)境下產(chǎn)生的接受信號(hào)。從圖10可以看出通過(guò)NLOS環(huán)境的信號(hào)更加復(fù)雜，信號(hào)的時(shí)延擴(kuò)展更長(zhǎng)，而且信號(hào)失真也更加嚴(yán)重，通過(guò)峰值計(jì)算同步誤差，在該環(huán)境下，信號(hào)大約會(huì)造成9ns的同步誤差，如果該信號(hào)同于定位會(huì)造成大約270cm的測(cè)距誤差，后期通過(guò)算法定位會(huì)造成嚴(yán)重誤差，所以使用超寬帶信號(hào)進(jìn)行定位時(shí)，需要對(duì)NLOS環(huán)境下的信號(hào)進(jìn)行誤差糾正。

圖1 0信噪比0dB的CM3信道下信號(hào)波形

通過(guò)對(duì)比LOS和NLOS環(huán)境下的接收信號(hào)，當(dāng)發(fā)射機(jī)發(fā)射一個(gè)信號(hào)時(shí)，接收機(jī)接收到的信號(hào)會(huì)產(chǎn)生多個(gè)多徑分量，在LOS情況下，第一條多徑分量傳輸?shù)哪芰孔罡?，其他簇大致也表現(xiàn)出這一規(guī)律，所以接收信號(hào)失真較小，用于定位誤差也小，NLOS環(huán)境下，最強(qiáng)峰值出現(xiàn)在非第一條傳輸路徑上，這是因?yàn)镹LOS環(huán)境下存在障礙物對(duì)UWB信號(hào)傳輸產(chǎn)生干擾造成的結(jié)果，信號(hào)的時(shí)延擴(kuò)展[13]相比與LOS環(huán)境下的信號(hào)更加明顯，信號(hào)具有更大的時(shí)間彌散性，測(cè)量誤差也就更大。

5 結(jié)語(yǔ)

本文通過(guò)結(jié)合IEEE802.15.3a信道模型，對(duì)復(fù)雜環(huán)境下的超寬帶信號(hào)源進(jìn)行模擬仿真，可以得到比單純加噪聲得到更貼近真實(shí)數(shù)據(jù)的超寬帶信號(hào)仿真數(shù)據(jù)，仿真生成數(shù)據(jù)相比與真實(shí)環(huán)境采集，更加節(jié)省成本和時(shí)間，而最終目的是提高超寬帶信號(hào)定位在復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境中的定位精度，該項(xiàng)研究只是為下一步研究提供大量研究數(shù)據(jù)，未來(lái)的工作我們將集中在對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行進(jìn)一步處理，降低NLOS環(huán)境下信號(hào)的同步誤差，估計(jì)復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境中標(biāo)定物的最終位置，進(jìn)一步提升超寬帶定位信號(hào)在復(fù)雜室內(nèi)環(huán)境下的定位精度。