聲表面波射頻識別系統(tǒng)的FMCW信號源設(shè)計

郭佳佳, 陳智軍,蔡達(dá)軒,賈 浩, 徐海林, 李亞飛

(1.南京航空航天大學(xué) 自動化學(xué)院，江蘇 南京 211106；2.中電科技德清華瑩電子有限公司，浙江 德清 313200)

0 引言

基于聲表面波(SAW)技術(shù)的射頻識別(RFID)系統(tǒng)是一種新型的RFID系統(tǒng)，因其具有無源，集RFID與無線傳感一體化功能等優(yōu)點而成為研究熱點[1]。SAW RFID系統(tǒng)由標(biāo)簽和閱讀器構(gòu)成，按照識別標(biāo)簽的不同原理和方法，可將閱讀器分為時域采樣和頻域采樣兩種類型[2]。與時域采樣閱讀器相比，頻域采樣閱讀器成本較低，且可達(dá)到更遠(yuǎn)的識別距離。頻域采樣閱讀器通常發(fā)射頻率調(diào)制連續(xù)波(FMCW)作為射頻查詢信號，但目前通過直接數(shù)字頻率合成器(DDS)產(chǎn)生低頻掃頻信號，再通過鎖相環(huán)(PLL)倍頻獲得的超高頻FMCW信號[3]存在線性度差,穩(wěn)定性低,掃頻速度慢等問題，制約了SAW RFID系統(tǒng)的進(jìn)一步發(fā)展和大規(guī)模應(yīng)用。本文采用DDS與PLL混頻,并結(jié)合IQ調(diào)制的方式設(shè)計920 MHz頻段的超高頻FMCW信號源，實際搭建了信號源電路，制作了相應(yīng)的PCB板，并通過信號源測試與標(biāo)簽測試表明了設(shè)計方案的有效性。

1 SAW RFID原理

SAW標(biāo)簽基于壓電效應(yīng)工作，由壓電基底、叉指換能器(IDT)、反射柵及標(biāo)簽天線構(gòu)成，通過反射柵的數(shù)量和位置實現(xiàn)編碼功能[4]。SAW RFID系統(tǒng)的工作過程如圖1所示。閱讀器發(fā)射的查詢信號經(jīng)標(biāo)簽天線接收進(jìn)入IDT，通過逆壓電效應(yīng)轉(zhuǎn)換為SAW；SAW在沿壓電基底傳播的過程中遇到反射柵發(fā)生部分反射和透射；各反射柵的反射回波信號由IDT經(jīng)正壓電效應(yīng)轉(zhuǎn)換為電信號，再經(jīng)過標(biāo)簽天線傳播回閱讀器；最后通過對回波信號進(jìn)行分析和處理以實現(xiàn)對SAW標(biāo)簽的解碼[5]。

圖1 SAW REID系統(tǒng)

圖2 頻域采樣閱讀器的回波信號模型

2 信號源設(shè)計方案

目前FMCW信號源的設(shè)計通常有以下兩種方案：

1) 通過DDS直接產(chǎn)生FMCW[7](見圖3(a))。DDS具有變頻速度快，頻率分辨率高，數(shù)字調(diào)制能力強的特點，但當(dāng)前能直接產(chǎn)生915～925 MHz的DDS芯片較少，且價格貴，信號雜散較多。

2) DDS產(chǎn)生低頻段的掃頻信號并接入PLL的輸入端，通過PLL倍頻的方式產(chǎn)生超高頻FMCW[3]，如圖3(b)所示。PLL可以輸出非常高的頻率，且信號頻譜質(zhì)量高，但當(dāng)頻率改變時需要鎖定過程，從而導(dǎo)致該方法產(chǎn)生的FMCW信號不僅線性度不夠理想，且變頻速度慢。

圖3 常見FMCW信號源方案

本文采用DDS與PLL以混頻的方式產(chǎn)生FMCW信號[8]，其整體結(jié)構(gòu)如圖4所示。該方案將上述兩種常見的頻率合成方案通過混頻器結(jié)合，既能很好地利用這兩種頻率合成方法的優(yōu)點，又能有效地避開各自的缺點，在實現(xiàn)高頻、高質(zhì)量FMCW信號輸出的同時，避免了因PLL不停地重新鎖定而導(dǎo)致頻率轉(zhuǎn)換時間過長等問題。

圖4 DDS與PLL混頻產(chǎn)生FMCW信號源方案

設(shè)DDS產(chǎn)生的掃頻信號為

D(t)=cosωdt

(1)

式中ωd為掃頻信號角頻率。

PLL產(chǎn)生的高頻本振(LO)信號為

P(t)=cosωpt

(2)

式中ωp為本振信號角頻率。

兩路信號經(jīng)過混頻器輸出的信號為

cos(ωp+ωd)t]

(3)

由式(3)可知，經(jīng)過混頻器后輸出信號包含差頻項與和頻項，需要經(jīng)過濾波器濾除其中一項以獲得所需輸出。本文對上述混頻方案進(jìn)一步改進(jìn),采用IQ調(diào)制方式進(jìn)行上混頻，原理如圖5所示。

圖5 IQ調(diào)制原理

設(shè)I、Q兩路DDS掃頻信號分別為

DI(t)=cosωdt

(4)

DQ(t)=sinωdt

(5)

本振信號經(jīng)過90°功分器后可表示為

Pa(t)=cosωpt

(6)

Pb(t)=sinωpt

(7)

I、Q兩路掃頻信號分別與兩路本振信號混頻得

cos(ωp+ωd)t]

(8)

cos(ωp+ωd)t]

(9)

再經(jīng)過加法器可得

S(t)=SI(t)+SQ(t)=cos(ωp-ωd)t

(10)

通過式(4)～(10)的分析可知，利用IQ調(diào)制實現(xiàn)上混頻，只存在一個邊帶頻率的信號，即IQ調(diào)制具有邊帶抑制能力。采用IQ調(diào)制實現(xiàn)上混頻的方式，在信號輸出端無需濾波器，從而降低了設(shè)計的復(fù)雜性。

3 信號源實現(xiàn)

根據(jù)上述方案，本文選用ADI公司的雙通道DDS芯片與IQ調(diào)制芯片搭建了FMCW信號源電路，原理如圖6所示。首先通過雙通道DDS產(chǎn)生掃頻為65～75 MHz的I、Q兩路掃頻信號，并通過PLL產(chǎn)生990 MHz的本振信號，經(jīng)過90°功分器后，形成兩路正交的本振信號。為增強抗干擾能力，DDS輸出信號采用差分形式進(jìn)行傳輸。由于DDS的輸出信號存在高次諧波，需要在DDS芯片與IQ調(diào)制芯片之間增加低通濾波器(LPF)，以抑制諧波信號對最終輸出FMCW信號的影響。IQ調(diào)制芯片最終輸出915～925 MHz的FMCW信號。

圖6 FMCW信號源電路原理圖

雙通道DDS芯片內(nèi)部集成有兩個單獨工作互不影響的DDS內(nèi)核，每個DDS內(nèi)核配有相應(yīng)的高速DAC，并且兩個DDS內(nèi)核共用同一個參考時鐘信號，以保證兩個通道的同步。通過調(diào)節(jié)每個通道的頻率控制字、相位控制字和輸出比例乘法器，可以單獨改變每個通道的輸出信號。在500 MHz的參考頻率下，DDS芯片輸出頻率的分辨率可達(dá)0.116 Hz，并具有可達(dá)納秒級的高速變頻能力，故而適用于SAW頻域采樣閱讀器的快速FMCW信號輸出。

由DDS原理可知，DDS芯片經(jīng)過內(nèi)置DAC的輸出為階梯形式的信號，如圖7所示。

圖7 DDS輸出信號

由于DDS的輸出信號不是平滑的正弦信號，所以，I、Q兩路掃頻信號輸入IQ調(diào)制芯片前，需要經(jīng)過LPF濾除高次諧波。按系統(tǒng)要求，DDS輸出頻率為65～75 MHz，因此，采用電容和電感搭建截止頻率約100 MHz的無源LPF，設(shè)計時需要考慮濾波器的帶寬、帶外衰減等特性指標(biāo)。使用ADS仿真軟件設(shè)計LPF，其設(shè)計結(jié)果如圖8所示。

圖8 LPF設(shè)計結(jié)果

確定濾波器結(jié)構(gòu)、參數(shù)后進(jìn)行幅頻特性仿真，頻率為0～200 MHz，步長為10 kHz，仿真結(jié)果如圖9所示。由圖可知，LPF的截止頻率為103 MHz，滿足設(shè)計要求。

圖9 LPF幅頻特性仿真曲線

IQ調(diào)制芯片提供400～1 250 MHz的射頻輸出；內(nèi)部集成的PLL支持小數(shù)N分頻，提供750～1 150 MHz的本振信號；IQ調(diào)制芯片具有寬帶差分I、Q兩路信號輸入。IQ調(diào)制芯片集成了PLL、90°功分器、混頻器、加法器等，降低了硬件電路的復(fù)雜性，使本方案更實用。

圖10為實際制作的FMCW信號源PCB板。根據(jù)系統(tǒng)要求，設(shè)計信號源的掃頻為915～925 MHz，步進(jìn)頻率1 kHz，掃頻時間1 ms。

圖10 FMCW信號源PCB板

4 信號源測試

首先進(jìn)行單頻信號測試。設(shè)置DDS芯片產(chǎn)生65 MHz低頻信號，IQ調(diào)制芯片產(chǎn)生990 MHz高頻本振信號，則信號源輸出925 MHz高頻信號。DDS芯片的I、Q兩路信號均以差分形式傳輸，使用高頻示波器的兩個通道同時測試I、Q兩路信號中一路差分輸出，測試結(jié)果如圖11(a)所示。由圖可看出，兩個差分信號的幅值基本相同，相位相反，與預(yù)期相符。DDS輸出I、Q兩路信號的正交特性決定IQ調(diào)制芯片抑制鏡頻信號的能力，故需測量分析其正交特性。使用高頻示波器的兩個通道同時測試I、Q兩路信號，測試結(jié)果如圖11(b)所示。由圖可看出，I路信號比Q路信號超前90°，滿足正交要求。圖11中信號不夠平滑，且信號峰值不嚴(yán)格相等，其原因是PCB板中未引出專門的測試口，直接使用探針測試造成的影響。

圖11 DDS輸出信號測試

圖12為單頻信號的頻譜測試。圖12(a)～(c)分別是使用高頻示波器的傅里葉變換功能測試得到的DDS輸出信號頻譜、高頻本振信號頻譜、信號源輸出信號頻譜。為了得到更精確的頻域測量結(jié)果，使用頻譜分析儀對信號源輸出信號進(jìn)行測量，測量結(jié)果如圖12(d)所示，由圖可看出，信號源準(zhǔn)確輸出925 MHz信號，且信號質(zhì)量很好，噪聲很小。

圖12 單頻信號的頻譜測試

控制DDS輸出65～75 MHz的掃頻信號，IQ調(diào)制芯片產(chǎn)生990 MHz高頻本振信號，則信號源輸出915～925 MHz的FMCW信號。設(shè)置步進(jìn)頻率1 kHz、掃頻時間1 ms。使用實時頻譜儀對FMCW信號進(jìn)行測試，測試結(jié)果如圖13所示。圖13(a)中的橫軸表示頻率，每格4 MHz，各個頻率點的顏色深度代表該頻率點出現(xiàn)概率的大小，顏色越深則該點出現(xiàn)概率越大。由圖13(a)可看出，F(xiàn)MCW信號源輸出信號頻率為915～925 MHz，在掃頻帶寬內(nèi)功率較穩(wěn)定。雖然在低于915 MHz和高于925 MHz時也存在輸出信號，但其衰減快，功率較低，出現(xiàn)的概率也較低。出現(xiàn)上述情況是由于FMCW信號的一個周期結(jié)束到下一個掃頻周期開始，即頻率由925 MHz突變至915 MHz時，信號幅值和頻率不連續(xù)導(dǎo)致的。根據(jù)系統(tǒng)要求，F(xiàn)MCW信號源輸出的是線性掃頻信號，為了更明確地表征信號的線性度和穩(wěn)定性等特征，需要測量FMCW信號頻率隨時間的變化關(guān)系。圖13(b)為掃頻信號的時頻圖，橫軸表示時間，每格400 μs；縱軸表示頻率，設(shè)置920 MHz為0參考頻點。由圖13(b)可知，F(xiàn)MCW頻率呈周期性變化，從915 MHz線性掃頻至925 MHz，掃頻時間為1 ms，且具有較好的線性度和穩(wěn)定性。

圖13 掃頻信號測試

5 標(biāo)簽測試

為驗證本文設(shè)計的FMCW信號源用于SAW RFID系統(tǒng)的有效性，將FMCW信號源接入研究室已有頻域采樣閱讀器[9]的部分接收鏈路，結(jié)合測試儀器對SAW標(biāo)簽進(jìn)行測試。測試系統(tǒng)原理框圖如圖14所示，利用雙向耦合器實現(xiàn)FMCW信號發(fā)射和標(biāo)簽回波信號接收的全雙工工作，耦合器的兩個耦合端分別作為本振LO信號和回波RF信號進(jìn)入混頻器以輸出基帶信號，通過高頻示波器對經(jīng)過放大、濾波后的基帶信號進(jìn)行測試分析。

圖14 測試系統(tǒng)框圖

圖15(a)為SAW標(biāo)簽設(shè)計方案，圖15(b)為經(jīng)過制作、封裝后焊接在測試板上的標(biāo)簽實物，測試板上的射頻頭便于與雙向耦合器連接。SAW標(biāo)簽設(shè)計為雙通道結(jié)構(gòu)以提高回波幅值和回波一致性[10]。采用脈沖位置編碼方案[11]，起始反射柵和截止反射柵作為參考，二者之間的6個數(shù)據(jù)區(qū)作為編碼，每個數(shù)據(jù)區(qū)有4個時隙，即反射柵可能出現(xiàn)的位置。以圖15(b)所示的標(biāo)簽為例，其編碼為“2-1-3-0-2-1”。

圖15 SAW標(biāo)簽

圖16 標(biāo)簽測試結(jié)果

6 結(jié)束語

本文設(shè)計了SAW射頻識別系統(tǒng)頻域采樣閱讀器的FMCW信號源。首先，鑒于現(xiàn)有掃頻方案存在的問題并結(jié)合實際系統(tǒng)設(shè)計要求，采用DDS與PLL混頻的整體方案；然后，進(jìn)一步采用雙通道DDS結(jié)合PLL,以IQ調(diào)制的方式設(shè)計了FMCW信號源，并通過理論分析表明，該方案無需在射頻信號輸出端增加濾波器。對實際制作的FMCW信號源電路進(jìn)行了多項測試，并搭建測試系統(tǒng)對SAW標(biāo)簽進(jìn)行測試，測試結(jié)果表明FMCW信號源設(shè)計方案的有效性。本文設(shè)計的FMCW信號源成本低,變頻速度快,掃頻線性度好,結(jié)構(gòu)簡單，完全可以用于現(xiàn)有的SAW射頻識別系統(tǒng)，同時還可用于其他相關(guān)系統(tǒng)，具有較大的實用意義。