某型X波段MPM的設(shè)計原理?

高 峰

（海軍駐廣州地區(qū)第三軍事代表室 廣州 510260）

1 引言

在現(xiàn)代戰(zhàn)爭中，電子戰(zhàn)越來越受到重視，航行在毫無遮擋的大海上的艦船尤為重視使用電子信息對抗產(chǎn)品來進行自我防護，因此艦船常配備艦載主動（干擾機）和被動（誘餌）電子信息對抗產(chǎn)品，用主動施放干擾或誘餌來最大程度降低自己的損傷。主動干擾效果的好壞由瞄準（頻率、方向、信號樣式）、能量密度（發(fā)射功率）和發(fā)射時機共同決定，缺一不可，所以發(fā)射機的正常工作非常重要。某艦載產(chǎn)品需要小型模塊化的微波功率模塊作為末級發(fā)射單元，本文對其中行波管選用和集成電源的設(shè)計原理進行了闡述。

2 設(shè)計概要

2.1 MPM基本構(gòu)成

MPM（微波功率模塊）的基本構(gòu)成如圖1所示，其中SSA（固態(tài)放大器）作為TWT（行波管）的射頻信號前級推動，滿足行波管輸出額定功率時要求的輸入信號樣式、大小和時序；IPC（集成電源）對SSA和TWT進行供電和監(jiān)控。

由圖1可見，MPM的核心為TWT，其他單元都是圍繞它進行配合設(shè)計。

圖1 MPM基本構(gòu)成原理框圖［2］

2.2 TWT選型和使用要求

行波管是一種基于電子群聚原理的微波信號放大真空管，通常作為發(fā)射機的末級功放。該產(chǎn)品需要500W的脈沖大功率輸出，最大工作比為3%，故選550W，4%工作比的脈沖行波管，其主要電氣參數(shù)如表1所示。

表1 550W柵控行波管典型電參數(shù)

由表1可見，行波管為了提高效率，采用降壓收集極技術(shù)來提高總效率。設(shè)計主高壓電源時應(yīng)根據(jù)降壓收集極使用特點和抑制回流二次電子的要求［11］，在電壓波動時應(yīng)有足夠電壓余量能完全收集電子，防止過渡降壓而造成返波［10］。設(shè)計時選用僅適應(yīng)脈沖工作調(diào)制器，能更好地保護行波管，防止故障下工作于連續(xù)波或大脈寬。其供電形式如圖2所示。

圖2 行波管的各極供電連接要求［10］

2.3 IPC的整體架構(gòu)

設(shè)計使用的IPC整體原理框圖如圖3所示。

它是根據(jù)圖2選型脈沖行波管的電極和供電要求，結(jié)合單元電路標準化、模塊化、組合化要求，將相同、相似電源選用相同或相似的拓撲電路形式，以便用更換單元電路方式進行快速維修。

3 IPC主要組成單元的設(shè)計要求

根據(jù)行波管工作特點，IPC主要由有序啟動的燈絲電源、調(diào)制器、主高壓電源和接口控制電路等四大模塊組成，各模塊在接口控制電路的控制下有序工作，各有其特點，簡述如下。

3.1 燈絲電源的特點與電路選型

燈絲是一種特殊負載，它冷態(tài)電阻值比較小，通電后電阻值慢慢變大至穩(wěn)定。通常冷態(tài)通電的沖擊電流可達穩(wěn)定電流的2～3倍，甚至更大。這種沖擊無論對行波管本身還是電源本身都是很不利，容易降低陰極壽命及損壞電源，甚至燒壞行波管的燈絲，所以應(yīng)采取軟啟動或限流啟動保護措施。設(shè)計為上電后，燈絲電壓由0V緩慢升到額定電壓的軟啟動方式和通過電流取樣限制最大輸出電流的限流啟動方式，達到保證無電流沖擊或最大沖擊電流不大于行波管最大額定電流的保護目的。

圖3 IPC的整體原理框圖

由于行波管的陰極與燈絲的一個極在行波管內(nèi)接在一起，故燈絲電源是懸浮在陰極負高壓上的負壓電源。必須重視解決變壓器初、次級之間的高壓絕緣及燈絲反饋電壓的提取問題，避免隔離或耐壓不足而損壞燈絲電源或行波管。

設(shè)計選用電流型的脈寬調(diào)制（PWM）芯片，以單端反激方式來實現(xiàn)燈絲過流保護和限流啟動功能［6］。拓撲原理如圖4所示。

變壓器為降壓型，次級匝數(shù)少，可用Kapton 100CR的防電暈聚酰亞胺薄膜作層間絕緣加多股導線套聚四氟乙烯套管繞制燈絲變壓器次級，解決變壓器的高壓隔離、耐壓、耐電暈絕緣問題。

燈絲反饋電壓的提取是保證燈絲直流穩(wěn)壓供電的關(guān)鍵，但燈絲電壓與PWM芯片之間有負高壓存在，因此燈絲反饋電壓只能采用間接的方式提取。設(shè)計時在燈絲變壓器上增加一個輔助次級隔離繞組作為反饋電壓的取樣，并實現(xiàn)了調(diào)整電位器為安全低壓的調(diào)試環(huán)境。

3.2 主高壓電源的設(shè)計分析

主高壓電源給TWT的H、C1、C2、K電極供電，根據(jù)電流流向可知K為H、C1、C2電源的公共端，采用三組電源串聯(lián)疊形成UKH主高壓電源來簡化高壓電源的設(shè)計。高壓變壓器的三組次級匝數(shù)按電壓比例設(shè)計，采取從總電壓UKH取樣穩(wěn)定總電壓，UC1、UC2也按比例相對穩(wěn)定于相應(yīng)電壓上，省去了UC1、UC2的電壓調(diào)整，減小了電源體積。選擇UC1875移相PWM控制器芯片，手冊標明的功能和性能滿足使用要求［9］。移相全橋零電壓開關(guān)脈寬調(diào)制（PS-FB-ZVS-PWM）電源拓撲電路如圖5所示。

圖5 移相全橋變換器拓撲原理圖［4］

移相全橋變換器是IPC的核心單元之一，理解它的工作過程是設(shè)計和調(diào)試好該單元的關(guān)鍵。有基于工程實踐的專著詳細描述了一個完整周期中，存在著并不完全對稱的正、負半周期中各6個詳細工作過程及波形，即一個周期包含4個開關(guān)過程、4個緩變階段（2個輸能過程和2個鉗位續(xù)流過程）、4個諧振過程共12個不同的工作過程［4］。有基于電路分析和仿真的專著對12種開關(guān)模態(tài)進行了滿足假設(shè)條件的7類分析［3］。下面著重講解它一個周期內(nèi)的工作轉(zhuǎn)換狀態(tài)及設(shè)計調(diào)試要點［3～4，13］。圖 5 的開關(guān)控制波形如圖6所示，分析的前提近似條件是：

1）所有電路元件均視為理想原件；

2）C1=C2=CA，C3=C4=CB；

3）L0＞＞ Lr/n2，n為Tr變壓器的原、副邊匝數(shù)比；

（1）輸出功率狀態(tài)1（t0-t1）

假如初始狀態(tài)為t0-t1區(qū)間，此刻的功率開關(guān)管K1、K4都處于導通狀態(tài)，A、B兩點間的電壓為Ui，初級電流從初始Ip點線形上升，變壓器次級感應(yīng)的電壓將使DR2導通，DR1截止，輸出電流經(jīng)DR2流向輸出電感，并在電容C0儲能后給負載提供電流，到達t1時刻時，輸出功率狀態(tài)1過程結(jié)束。

圖6 移相全橋變換器開關(guān)工作波形

（2）超前臂諧振過程1（t1-t2）

當t1時刻到來時，開關(guān)管K4由導通變?yōu)榻刂梗鎯υ陔姼械哪芰繉4進行充電，同時C3放電以使B點的電壓漸漸升高，當C4的電壓充到Ui時，D3導通，開關(guān)功率管K3的漏源電壓為0V，從而為開關(guān)功率管K3零電壓的開通準備了條件。因為次級輸出電感參與串聯(lián)諧振，等效電感為n2L0，所以電感儲能充足，很容易使B點達到Ui值，故超前臂容易實現(xiàn)零電壓開通。在這一過程中參與諧振的電容量為C3和C4的并聯(lián)，電感量為Lr與次級感應(yīng)的串聯(lián)電感量，其LC諧振參數(shù)如下：

為了保證諧振電容的電壓在死區(qū)時間內(nèi)諧振到0V，死區(qū)時間Td調(diào)試應(yīng)滿足下式：

（3）續(xù)流狀態(tài)1（t2-t3）

由于開關(guān)功率管K1、K3都導通，此時A點與B點電位皆為Ui，變壓器初級處于短路狀態(tài)而不輸出功率。

從t2時刻起，輸出電感L0兩端的電壓極性變反，輸出電感由儲能狀態(tài)變?yōu)榉拍軤顟B(tài)，負載由輸出電感和輸出電容提供電流，相應(yīng)的變壓器的初級電流仍按原方向流動，進入續(xù)流狀態(tài)后電流略有下降。變壓器初級電流通過開關(guān)功率管的損耗得以減小。

（4）滯后臂諧振過程1（t3-t4）

當t3時刻到來時，開關(guān)管K1由導通變?yōu)榻刂?，儲能電感對C1開始充電，同時，電容C2開始放電使A點的電壓逐漸下降，直到C2的電壓為0V使D2導通。從而為開關(guān)功率管K2的零電壓導通準備了條件。在這一過程中，參與諧振的電容量為C1和C2的并聯(lián)值，電感僅為Lr，其LC諧振參數(shù)如下：

在這一過程中，由于只有Lr參與諧振，而諧振開始時如果Lr的電流ILr較小，Lr儲能不夠，那么電容C的諧振電壓UC的峰值就有可能達不到Ui，這樣二極管將不能導通，其對應(yīng)的開關(guān)就不能實現(xiàn)零電壓開通。為了使電容的諧振電壓峰值能夠達到Ui，電感的儲能必須足夠高，因此在諧振開始時，電感Lr的電流ILr滿足：

這一等式就是設(shè)計諧振電感Lr的依據(jù)。

（5）輸出功率狀態(tài)2（t4-t5）

此過程中，開關(guān)功率管K2、K3導通，變壓器初級電流從B流向A，AB兩點電壓為-Ui，變壓器次級感應(yīng)電壓使DR1處于導通狀態(tài)，并通過DR1為輸出電感、電容儲能。

（6）超前臂諧振狀態(tài)2（t5-t6）

此過程中，開關(guān)功率管K3由導通變?yōu)榻刂?，電容C3開始充電，電容C4開始放電，B點電壓逐漸下降到0V，為開關(guān)功率管K4的零電壓開通準備條件。

（7）續(xù)流狀態(tài)2（t6-t7）

此時，A、B兩端電壓為0V，初級電流按原方向流動，電流強度逐漸減小，變壓器次級的DR2仍處于導通狀態(tài)，以維持電感給負載所提供的電流。

（8）滯后臂諧過程2（t7-t8）

在t7時刻，開關(guān)功率管K2從導通變?yōu)榻刂?，電容C2開始充電，而電容C1開始放電使A點的電壓逐漸上升到Ui，從而二極管D1導通，為開關(guān)功率管K1的零電壓開通準備了條件。至此，一個周期結(jié)束。

（9）兩個諧振過程的比較

在輸出功率狀態(tài)向續(xù)流狀態(tài)轉(zhuǎn)換的諧振過程中，由于其電感大（L=Lr+n2L0），儲能多，因此負載電流在很小時便可以使電容電壓諧振到零，因此，相位超前的兩個橋臂開關(guān)K3、K4很容易實現(xiàn)零電壓開通。

而在續(xù)流狀態(tài)向輸出狀態(tài)功率轉(zhuǎn)換的諧振過程中，其電感較小，只有Lr參與諧振。所以儲能小，負載電流需達到一定值才可以使電容電壓諧振到Ui，因此，相位滯后的兩個橋臂K1、K2不太容易實現(xiàn)零電壓開通，所以收集極高壓和螺旋線高壓不宜長時間空載。

為了使后者容易實現(xiàn)零電壓開通，在設(shè)計開關(guān)功率管控制信號時，應(yīng)使滯后臂的死區(qū)時間大于超前臂的死區(qū)時間，并使C1、C2的值小于C3、C4。

超前臂的兩個管子在開關(guān)的轉(zhuǎn)換過程中，其下面的管子在LC諧振電路的作用下開通時總是處于零電壓開通狀態(tài)；而滯后臂的兩個管子在LC諧振電路的作用下關(guān)斷時總是處于零電流關(guān)斷狀態(tài)。開關(guān)管在這種工作狀態(tài)下，其損耗和開關(guān)干擾都非常小，這對提高變換器的工作頻率和效率是非常有益的。

（10）占空比丟失現(xiàn)象

移相全橋零電壓PWM軟開關(guān)電路有一個特殊現(xiàn)象就是占空比的丟失。它總是發(fā)生在續(xù)流狀態(tài)向輸出功率狀態(tài)轉(zhuǎn)換結(jié)束時，變壓器并不輸出電壓，這一段時間即為丟失的占空比，其值約為

諧振電感Lr越大，負載電流I0越大，占空比丟失越嚴重。占空比丟失現(xiàn)象將直接導致開關(guān)功率管的損耗增大，故必須采取措施加以克服，采用減小變比和采用特殊材料及繞制工藝來制造高壓變壓器，保證高低溫環(huán)境和工作比變化的脈沖負載條件下電源能穩(wěn)定工作。

（11）高壓變壓器的設(shè)計

高壓變壓器的設(shè)計和制造是高壓開關(guān)電源的技術(shù)難點，關(guān)鍵是高壓變壓器為大變比升壓變壓器，次級繞組比較多，在高頻狀態(tài)下，分布參數(shù)的影響比較大，必須采用分段繞制工藝來降低分布電容。采用成熟的環(huán)形變壓器特殊繞制和浸漆工藝，選用AP值滿足頻率和功率要求的磁芯材料，順利設(shè)計出滿足分布電容小、漏感小、絕緣好、抗電強度高、效率高的高壓變壓器。

（12）諧振電感的調(diào)試

為了保證零電壓開關(guān)，諧振電感的感量是個重要參數(shù)。在調(diào)試中，通過帶載老練，監(jiān)測開關(guān)管的電壓和電流波形及開關(guān)管、諧振電感、高壓變壓器的溫度，調(diào)整電感磁芯的氣隙值來滿足軟開關(guān)和溫升最小的要求。調(diào)試后盡可能使常溫工作溫度控制在75℃以下，穩(wěn)壓范圍滿足輸入電壓允許變化范圍的要求，才能保證高低溫實驗?zāi)馨踩ㄟ^。

3.3 調(diào)制器的要求與設(shè)計

柵極的正、負壓電源均為中壓小功率電源，為便于維修，都采用推挽拓撲電路設(shè)計［3，6］，選用UC1525A脈寬調(diào)制芯片，手冊標明的功能和性能滿足使用要求［9］。負柵壓懸浮于陰極，通過變壓器高壓隔離和取樣。正柵壓接地，直接進行電壓取樣反饋，該電路成熟通用，不再贅述。參考某調(diào)制器設(shè)計實例［7］，并結(jié)合本脈沖行波管的供電要求和保護要求，選擇了非常適合該脈沖行波管的脈沖調(diào)制電路，其原理如圖7所示。

圖7 柵極脈沖調(diào)制器基本原理圖［5］

脈沖變壓器采用1∶4的升壓隔離變壓器，柵極脈沖可直接驅(qū)動場管。未開調(diào)制時G為負壓而截止，開調(diào)制后G為負壓加正升壓脈沖得到所需的正壓脈沖而導通工作［5］。該電路模型用Altium De?signer軟件進行仿真，可以得到圖示所標的輸出波形（如果提示輸出信號沒有地，可以將K端接地。因為初、次級電路無回路，不改變電路拓撲形式，故不影響仿真結(jié)果的真實性）［8］。當調(diào)制器故障時，變壓器耦合不會產(chǎn)生過大脈寬或連續(xù)波，反而截止，能可靠保護行波管。

3.4 接口控制電路的控制流程

接口控制電路的控制流程如下［10］：

1）上電后，接口控制電路工作，控制調(diào)制器輸負柵壓；

2）收到預(yù)熱開/關(guān)命令后，控制燈絲電源輸出/關(guān)閉燈絲電壓，并計時預(yù)熱時間，預(yù)熱3min報預(yù)熱好；

3）收到高壓開/關(guān)命令后，控制主高壓電源輸出/關(guān)閉K、C1、C2電壓，并監(jiān)測狀態(tài)信號。故障時進行保護；

4）收到發(fā)射開/關(guān)命令后，控制CPLD打開柵控閂鎖門，送出柵控和射頻調(diào)制信號給調(diào)制器和SSA，使行波管放大輸出微波脈沖功率，并監(jiān)測狀態(tài)信號。故障時進行保護；

5）關(guān)機和故障保護時按上述順序逐步逆序退到安全狀態(tài)，等待復(fù)位信號復(fù)位。

接口控制電路的原理框圖如圖8所示。單片機主要負責控制IPC外圍單元的時序邏輯和狀態(tài)檢測及故障保護控制。CPLD主要處理圖9的柵控、射頻調(diào)制邏輯時序，水平方向左右箭頭表示可以通過程序設(shè)定左右移動位置，校準系統(tǒng)失真。時序邏輯可由外部送入時保證，也可由本機通過柵極調(diào)制信號產(chǎn)生。目的是保證輸出射頻脈沖功率的脈沖參數(shù)（脈寬、重復(fù)周期、上升沿、下降沿等）與輸入脈沖的高度保真。

圖8 接口控制電路的基本原理框圖

圖9 調(diào)制脈沖時序圖

4 MPM產(chǎn)品及熱仿真

為了減小體積重量，在設(shè)計的每一個環(huán)節(jié)、每一個單元設(shè)計時都要從減小其體積重量考慮。減小IPC的體積重量主要從以下幾個方面著手：

1）選擇小型高效率的行波管，以減小電源功率和散熱板的散熱面積；

2）采用貼片元件來減小各電路板體積和重量；

3）合理布局IPC的各單元位置，使關(guān)聯(lián)單元合并于一塊PCB上或靠近放置，符合信號流向，并與TWT連接最短；

4）合理利用MPM的腔體空間，使高壓單元位于高壓倉，低壓單元位于低壓倉，使高壓倉灌膠量最少。

影響MPM可靠性的主要因素有高壓擊穿損壞和過熱擊穿損壞。機內(nèi)采用高壓單元整體灌注高壓導熱膠SE908來防止放電、爬電和電暈，消除高壓擊穿隱患。散熱問題必須通過仿真和實驗驗證來證明高溫工作安全可靠。

機內(nèi)主要熱源特性如表2所示，使用該IPC設(shè)計成的MPM產(chǎn)品外形如圖10所示。

表2中序號1、3的發(fā)熱功率是按最大可能發(fā)熱功率估算，約等于用電功率，多算的熱功率作為設(shè)計余量。按表2用SolidWorks進行高溫+55℃工作、自然散熱方式進行熱力學仿真［12］，在盡量限制散熱翼的體積重量條件下調(diào)整散熱翼，控制底板溫度滿足限溫要求，最終定型的仿真溫度分布如圖11所示。

表2 主要熱源特性表

圖10 MPM結(jié)構(gòu)外形圖

圖11 MPM散熱仿真溫度分布圖

此時，在高溫55℃環(huán)境下工作穩(wěn)定，行波管底板最高溫度為93℃，滿足使用要求。

在高溫工作試驗中，實際測得最高溫度為88℃。分析原因可能是行波管和微波組件實際工作時是有微波功率輸出的，其中一部分電能轉(zhuǎn)化為電磁波能量，使發(fā)熱減少；另一個原因是試驗箱內(nèi)有循環(huán)風，比自然對流的仿真條件散熱好，故散熱底板溫度低。

5 結(jié)語

所述的MPM發(fā)射機，目前已使用于產(chǎn)品中，工作狀態(tài)穩(wěn)定可靠，其核心技術(shù)——高壓電源和調(diào)制器現(xiàn)已成系列化，有專門適用于小型MPM的完全集成電源，有適用于大型發(fā)射機的分單元模塊電源。有調(diào)制器分連續(xù)波調(diào)制器和脈沖專用調(diào)制器。使用上述模塊生產(chǎn)了各型發(fā)射機，其技術(shù)性能可達到：脈寬200ns的行波管直接調(diào)制；產(chǎn)生輻射信號脈沖上升、下降沿約20ns；脈寬、周期誤差約20ns，可以作為功率信號源使用。