戴 薇，姬五勝，周祥偉，趙思雨

（1.天津職業(yè)技術(shù)師范大學(xué)電子工程學(xué)院，天津 300222；2.天津職業(yè)技術(shù)師范大學(xué)天線與微波技術(shù)研究所，天津 300222）

在無線通信系統(tǒng)中，微波濾波器作為一種必不可少的無源器件，其性能關(guān)系到整個無線通信系統(tǒng)的質(zhì)量。隨著通信技術(shù)的快速發(fā)展，實現(xiàn)小型化、高選擇性的微波濾波器日益引起研發(fā)人員的重視。雙模濾波器在實現(xiàn)小型化的同時，具有成本低、質(zhì)量輕、損耗低等優(yōu)勢，尤其受到設(shè)計者的青睞。

微波濾波器的“雙?！彼枷胱钤缬傻聡茖W(xué)家Wolff[1]于1972 年提出，他在環(huán)形諧振器的饋電處引入微擾，實現(xiàn)了“雙模”的分離。1995 年英國科學(xué)家Hong利用方形環(huán)設(shè)計出一種全波長的雙模帶通濾波器。日本的Makimoto 等[2]利用階躍阻抗環(huán)形諧振器設(shè)計出一種雙模帶通濾波器，并提出雙模濾波器的3 個設(shè)計準(zhǔn)則。此后，雙模濾波器的研究進(jìn)入了黃金時代。文獻(xiàn)[3]在矩形環(huán)諧振器的上下兩側(cè)分別引入短路和開路微擾，在不增加濾波器設(shè)計尺寸的前提下，增加諧振模式數(shù)量。文獻(xiàn)[4]在矩形環(huán)諧振器的4 個邊中點向環(huán)中心壓縮，形成壓縮雙模環(huán)形雙通帶濾波器，進(jìn)一步縮小濾波器體積，但介質(zhì)基板性能不佳，電路測試插入損耗和回波損耗較大。文獻(xiàn)[5]在方形環(huán)諧振器的4 個直角處引入方形貼片和切口微擾，濾波器通帶兩側(cè)均產(chǎn)生傳輸零點，通帶選擇性提高。文獻(xiàn)[6]在方形諧振器對角線處開2 個不等長的T 形十字槽微擾，有效減小濾波器尺寸并減小輻射損耗。文獻(xiàn)[7]應(yīng)用折疊的階躍阻抗諧振器形成十字形雙模雙通帶濾波器，但2 個通帶帶寬較窄，且第二通帶選擇性不高。文獻(xiàn)[8]在六邊形環(huán)形諧振器幾何中心處加載對稱枝節(jié)，激發(fā)諧振器內(nèi)一階簡并模的分裂，實現(xiàn)多種模式諧振。文獻(xiàn)[9]通過調(diào)整圓環(huán)形諧振器開路微擾個數(shù)，激發(fā)不同簡并模式協(xié)同工作，形成多通帶，提高信道使用效率，但通帶帶寬較窄，選擇性較差。文獻(xiàn)[10]通過改變圓環(huán)形諧振器的輸入、輸出饋電線間耦合角度，實現(xiàn)三通帶，但仍存在通帶帶寬較窄、選擇性不好的問題。文獻(xiàn)[11]在半圓環(huán)形諧振器內(nèi)部引入T 型微擾結(jié)構(gòu)，增加雙模濾波器的設(shè)計自由度，且輸入輸出饋電線與諧振器共用一個圓心，在通帶兩側(cè)產(chǎn)生傳輸零點，通帶選擇性高，但Rogers 5880 介質(zhì)基板硬度不高，也沒有提供實物電路。上述設(shè)計均存在一定缺陷，本文通過在圓環(huán)形諧振器上加載短路枝節(jié)、開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)，同時對弧形耦合饋電結(jié)構(gòu)進(jìn)行激勵，完成圓環(huán)形雙模帶通濾波器的設(shè)計。對比文獻(xiàn)[9-11]，該帶通濾波器通帶選擇性好，通頻帶中心頻率處在工信部5G 規(guī)劃的4.8～5.0 GHz 頻段[12]，在5G 通信中具有應(yīng)用前景。

1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計

圓環(huán)形雙模帶通濾波器為單層介質(zhì)結(jié)構(gòu)，有2 個金屬層和1 個介質(zhì)層。頂層為微帶貼片金屬層，底層為金屬接地面，頂層與底層之間通過一對通孔穿過介質(zhì)層連接。頂層金屬層由圓環(huán)形雙模諧振器與弧形耦合饋電結(jié)構(gòu)構(gòu)成，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 圓環(huán)形雙模濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

環(huán)形結(jié)構(gòu)諧振器因環(huán)形結(jié)構(gòu)的封閉性可使微帶分布連續(xù)，產(chǎn)生多條信號通路，多條通路上的信號通過疊加產(chǎn)生簡并模電路特性[13]。本文通過在圓環(huán)形諧振器內(nèi)加載微擾單元，激發(fā)一對簡并諧振模式并將其分離，形成雙模工作方式，從而實現(xiàn)雙模諧振器。加載的短路枝節(jié)與開路枝節(jié)微擾單元如圖1 所示，2 種微擾結(jié)構(gòu)的引入呈軸對稱分布；為了增強(qiáng)濾波器的耦合度和降低插入損耗，在輸入輸出微帶饋電端又加載一對弧形開路枝節(jié)，同時在弧形開路枝節(jié)末端處加載一段弧形微帶線。

2 仿真結(jié)果及電路特性分析

2.1 雙模諧振器的諧振分析

根據(jù)奇偶模分析法，任何一個微波信號均可等效為1 個奇模信號和1 個偶模信號的疊加[14]。圓環(huán)形雙模諧振器等效電路如圖2 所示。利用電路的線性疊加理論對雙模諧振器進(jìn)行分析，在圖2（a）中，從中間對稱面可將二端口網(wǎng)絡(luò)分成2 個對稱部分。當(dāng)二端口網(wǎng)絡(luò)奇模激勵時，對稱線處的電壓為0，等效為理想電壁，中間的對稱面相當(dāng)于加載一個短路面，其等效電路如圖2（b）所示。當(dāng)二端口網(wǎng)絡(luò)偶模激勵時，對稱線處的電流為0，等效為理想磁壁，中間的對稱面相當(dāng)于加載一個開路面，等效電路如圖2（c）所示。

在奇模激勵下，從饋電端看奇模的輸入導(dǎo)納為[15]

同理，偶模的輸入導(dǎo)納為[15]

式（3）和（6）表明，微擾尺寸（θ1）僅對偶模產(chǎn)生影響，而對奇模無影響。

上述結(jié)論可在圖3 中得到驗證。

圖2 圓環(huán)形雙模諧振器等效電路

圖3 為弱耦合下圓環(huán)形雙模諧振器偶模電流和奇模電場分布圖。由圖3（a）可以看出，當(dāng)諧振器在偶模模式下，短路枝節(jié)和開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)處的電流最小，微擾結(jié)構(gòu)的引入對偶模諧振頻率產(chǎn)生影響；由圖3（b）可以看出，當(dāng)諧振器在奇模模式下，等效電路短路枝節(jié)微擾不存在；開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)處的電場最小，此時可等效為短路，本質(zhì)上該開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)的引入不會對奇模的諧振頻率產(chǎn)生影響。

利用ANSYS 公司的三維高頻電磁仿真軟件HFSS-15 仿真，在弱耦合饋電方式下，通過改變微擾結(jié)構(gòu)參數(shù)，研究圓環(huán)形雙模諧振器諧振頻率的變化規(guī)律。短路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)對圓環(huán)形雙模諧振器簡并模諧振頻率的影響如圖4 所示。

圖3 弱耦合下圓環(huán)形雙模諧振器偶模電流和奇模電場分布圖

圖4 短路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)對圓環(huán)形雙模諧振器簡并模諧振頻率的影響

圖4（a）中，在未加載微擾結(jié)構(gòu)時諧振器的雙模工作方式未被激發(fā)，一對簡并模式尚未分離，它以相同的諧振模式工作，無法產(chǎn)生通帶；而在短路枝節(jié)微擾的作用下，一對簡并模式實現(xiàn)了分離，2 個諧振頻率分別為奇模諧振頻率fo和偶模諧振頻率fe，形成了通頻帶。在圖4（b）中，通過改變短路枝節(jié)長度L1，分析簡并模諧振頻率變化情況?？梢钥闯?，隨著短路枝節(jié)長度的增大，通頻帶的寬度逐漸變寬。這是由于改變短路枝節(jié)長度可以調(diào)節(jié)諧振器中一對簡并模式的分離程度，從而使通帶寬度發(fā)生變化。

在加載短路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，再加載開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)，取其長度L2分別為1.175 mm、2.175 mm和3.175 mm 進(jìn)行仿真，圓環(huán)形雙模諧振器簡并模諧振頻率變化情況如圖5 所示。

圖5 改變開路枝節(jié)長度L2，圓環(huán)形雙模諧振器簡并模諧振頻率變化情況

從圖5 可以看出，隨著開路枝節(jié)長度增大，圓環(huán)形雙模諧振器簡并模諧振頻率向左偏移，通帶的中心頻率逐漸變小。這是由于改變開路枝節(jié)長度可以調(diào)節(jié)奇偶模諧振頻率，從而影響通帶的中心頻率。此外，在添加了開路枝節(jié)微擾結(jié)構(gòu)后，諧振器的通帶處產(chǎn)生了傳輸零點。如果在入射端分別入射順時針和逆時針2種行波，在某一頻率下，這2 種行波到達(dá)輸出端時，若相位相反即可相互抵消，可產(chǎn)生傳輸零點[13]。雙模圓環(huán)形諧振器可以產(chǎn)生多條信號通路，這些信號通過疊加產(chǎn)生傳輸零點。

2.2 饋電結(jié)構(gòu)分析

雙模濾波器由雙模諧振器和饋電結(jié)構(gòu)組成。加載合適的饋電結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)饋電端與雙模諧振器之間的良好電磁耦合，實現(xiàn)有效的濾波。當(dāng)采用弱耦合饋電方式時，源和負(fù)載之間不能實現(xiàn)強(qiáng)耦合，濾波器性能較差。本文在諧振器輸入輸出微帶饋電端分別加載一段弧形開路枝節(jié)，通過增加耦合邊長實現(xiàn)增強(qiáng)源和負(fù)載之間的耦合度；同時在這弧形開路枝節(jié)的末端處加載一小段弧形微帶線，進(jìn)一步增強(qiáng)耦合度，降低插入損耗。

2.2.1 弧形開路枝節(jié)對濾波器性能的影響

當(dāng)弧形開路枝節(jié)弧長變化時，圓環(huán)形雙模濾波器S21參數(shù)也隨著發(fā)生變化。取弧形開路枝節(jié)弧長為3.23 mm、6.46 mm、9.69 mm 進(jìn)行仿真試驗，圓環(huán)形雙模濾波器諧振性能的變化HFSS 仿真結(jié)果如圖6 所示。從圖6 可以看出，隨著⌒m的增大，源和負(fù)載的耦合度變強(qiáng)，實現(xiàn)對諧振器的強(qiáng)激勵。

圖6 改變弧形開路枝節(jié)弧長，圓環(huán)形雙模濾波器諧振性能的變化HFSS 仿真結(jié)果

2.2.2 弧形微帶線對濾波器性能的影響

圖7 為加載弧形微帶線前后圓環(huán)形雙模濾波器S參數(shù)的變化情況。從圖7 可以看出，當(dāng)加載弧形微帶線后，通帶上下邊緣處的2 個傳輸零點間的距離變近且其兩側(cè)的陡峭度變好，表明一對弧形開路枝節(jié)末端之間的耦合度增強(qiáng)，濾波器的通帶選擇性提高。但濾波器S11曲線上2 個傳輸極點消失，性能變差。

圖7 弧形微帶線長度對圓環(huán)形雙模濾波器S 參數(shù)的影響

2.2.3 弧形開路枝節(jié)與諧振器間的耦合角度對濾波器性能的影響

濾波器性能也受到弧形開路枝節(jié)與諧振器間的耦合角度的影響。仿真實驗發(fā)現(xiàn)，當(dāng)弧形開路枝節(jié)與諧振器共用一個圓心時，濾波器的帶寬較窄且插入損耗S21和回波損耗S11均較大，但當(dāng)弧形開路枝節(jié)的圓心稍稍偏移諧振器的圓心時，濾波器的性能會變好。由于當(dāng)弧形開路枝節(jié)的圓心偏移諧振器的圓心時，源和負(fù)載間耦合間距減小，弧形開路枝節(jié)末端與諧振器頂部耦合度增強(qiáng)。共用/不共用圓心時，圓環(huán)形雙模濾波器電場分布圖如圖8 所示。從圖8 可以看出，不共用圓心時，圖8（b）電場強(qiáng)度比圖8（a）略強(qiáng)。

圖8 共用/不共用圓心時，圓環(huán)形雙模濾波器電場分布圖

HFSS 仿真發(fā)現(xiàn)，當(dāng)弧形開路枝節(jié)和圓環(huán)形諧振器邊緣的耦合間距變化時，濾波器的性能也隨之發(fā)生變化，耦合間距s 對圓環(huán)形雙模濾波器S 參數(shù)的影響如圖9 所示。當(dāng)耦合間距s 為0.358 mm 時，濾波器的工作狀態(tài)最佳。

圖9 耦合間距s 對圓環(huán)形雙模濾波器S 參數(shù)的影響

2.3 仿真結(jié)果與實物測試

經(jīng)過仿真及優(yōu)化，得到濾波器性能最優(yōu)參數(shù)值如表1 所示。表中，環(huán)形諧振器內(nèi)短路枝節(jié)長為L1，短路枝節(jié)通孔半徑為R6，開路枝節(jié)長為L2，環(huán)形諧振器內(nèi)環(huán)和外環(huán)半徑分別為R0和R1，環(huán)寬為a；弧形耦合饋電結(jié)構(gòu)內(nèi)弧形開路枝節(jié)內(nèi)環(huán)和外環(huán)半徑分別為R2和R3，環(huán)寬為b，弧長為⌒m，弧形開路枝節(jié)末端與環(huán)形諧振器間距為g，輸入輸出微帶饋電寬為c，輸入輸出微帶饋電與環(huán)形諧振器間距為s；弧形微帶內(nèi)環(huán)和外環(huán)半徑分別為R4和R5，環(huán)寬為b，弧長為⌒n，弧形微帶與弧形開路枝節(jié)末端間距為k。濾波電路及其仿真測試結(jié)果如圖10 所示。從圖10（a）可以看出，電路的整體尺寸為16 mm×22.49 mm×0.508 mm。電路的電介質(zhì)材料為羅杰斯板RO4003，介電常數(shù)為εr=3.55、損耗正切為tan δ=0.002 7，電介質(zhì)層厚度為h=0.508 mm。

表1 設(shè)計的濾波器性能最優(yōu)參數(shù)值

圖10 濾波器電路仿真及測試結(jié)果

利用HFSS 軟件對濾波器進(jìn)行仿真，得到結(jié)果為：濾波器3 dB 通帶范圍為4.65～5.18 GHz，中心頻率為4.9 GHz，分?jǐn)?shù)帶寬為11%，帶內(nèi)插入損耗S21優(yōu)于-0.94 dB，回波損耗S11優(yōu)于-28.3 dB，通帶上下邊緣處各有一個傳輸零點，分別位于3.6 GHz 和6.4 GHz 處，體現(xiàn)出電路的良好性能。

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀AV3629 對電路實物進(jìn)行測試，與HFSS 軟件仿真結(jié)果進(jìn)行對比。從圖10（b）可以看出，測試結(jié)果為：濾波器3 dB 通帶范圍為4.67～5.11 GHz，中心頻率為4.89 GHz，分?jǐn)?shù)帶寬為9%，較仿真結(jié)果存在約2%的誤差；帶內(nèi)插入損耗S21優(yōu)于-1.9 dB，回波損耗S11優(yōu)于-24 dB，與仿真結(jié)果相比，S21存在約0.96 dB 的誤差，S11存在約4.3 dB 的誤差；通帶下邊緣處的傳輸零點位于3.6 GHz 處，與仿真結(jié)果一致，但通帶上邊緣處的傳輸零點位于6.6 GHz 處，較仿真結(jié)果存在約0.2 GHz 的誤差；此外，在通帶內(nèi)產(chǎn)生了2 個傳輸極點，分別位于4.79 GHz 和4.96 GHz處，測量結(jié)果較仿真結(jié)果有所優(yōu)化。測試與仿真結(jié)果基本一致，誤差在可控范圍內(nèi)。

測試和仿真結(jié)果存在一定的誤差，主要由于濾波器電路加工精度不夠、SMA 接頭手工焊接引入損耗等所致。另外，在使用仿真軟件時，把各微帶線間的電場干擾理想化，只考慮被定義的耦合線間的耦合關(guān)系，忽略沒有定義為耦合關(guān)系的各微帶線間的實際耦合。在實際中，一定距離內(nèi)各微帶線之間都有耦合關(guān)系，這也是造成仿真結(jié)果與測試結(jié)果之間存在誤差的原因。

3 結(jié)語

本文通過在圓環(huán)形諧振器內(nèi)部加載短路枝節(jié)與開路枝節(jié)微擾，在輸入輸出微帶饋電端加載弧形開路枝節(jié)，并在弧形開路枝節(jié)末端加載一段弧形微帶線，實現(xiàn)一款小型化的圓環(huán)形雙模帶通濾波器。改變微擾結(jié)構(gòu)參數(shù)，可實現(xiàn)通帶帶寬和中心頻率可調(diào)，具有一定的設(shè)計靈活性；優(yōu)化弧形開路枝節(jié)和弧形微帶線等參數(shù)，可降低帶內(nèi)插入損耗，產(chǎn)生傳輸零點，提高通帶的選擇性。該濾波器結(jié)構(gòu)簡單、體積小、成本低、帶內(nèi)性能好，在Sub-5G 頻段有應(yīng)用前景。但該濾波器也存在一些不足，如通帶可調(diào)的范圍有限，3 dB 分?jǐn)?shù)帶寬較窄，因此其寬帶化有待進(jìn)一步研究。