T型三電平逆變器在不間斷電源中的實現(xiàn)

郭項東，胡為兵，史博凱

武漢工程大學(xué)電氣信息學(xué)院，湖北 武漢 43205

隨著信息技術(shù)的不斷發(fā)展和計算機的日益普及，高新技術(shù)產(chǎn)品對供電質(zhì)量提出了越來越嚴格的要求。數(shù)據(jù)通信處理系統(tǒng)、航空航天管理系統(tǒng)、醫(yī)用控制系統(tǒng)等，均要求交流電網(wǎng)對其提供穩(wěn)頻、穩(wěn)壓、不間斷、無浪涌和無尖峰干擾的優(yōu)質(zhì)交流電［1-3］。為了提供符合要求的優(yōu)質(zhì)電源，不間斷電源（uninterruptible power supply，UPS）設(shè)備應(yīng)運而生。近些年來UPS得到了迅速發(fā)展，在軍工、電力、航天和現(xiàn)代化辦公等領(lǐng)域已成為必不可少的電源設(shè)備。

現(xiàn)在各種結(jié)構(gòu)的UPS都是由后備式UPS和在線式UPS衍生而來。逆變器是UPS中至關(guān)重要的部分，尤其是對于在線式UPS，逆變器一直處于工作狀態(tài)，其性能的好壞直接關(guān)系到供電的可靠程度。相對于傳統(tǒng)UPS高頻機中普遍采用了兩電平拓撲結(jié)構(gòu)的逆變器，T型三電平拓撲的逆變器具有以下優(yōu)勢：①降低開關(guān)管的耐壓、減小開關(guān)損耗，提升系統(tǒng)效率；②降低了濾波電感的損耗［4-8］；③降低了UPS輸出電壓總諧波失真（total harmonic distortion，THD）的值。T型三電平逆變器由于其拓撲結(jié)構(gòu)和開關(guān)頻率的特點，更多應(yīng)用在中小功率、開關(guān)頻率在20 kHz以內(nèi)的設(shè)備中［9-11］。

目前三電平逆變器的研究工作主要集中在三相系統(tǒng)中，而對單相三電平逆變器的研究較少［12-13］，但是單相三平逆變器也有其設(shè)計的特殊性；尤其是要考慮UPS運行在復(fù)雜工作環(huán)境下對T型三電平逆變器的硬件設(shè)計中器件選型的要求。本文以單相T型三電平逆變器為研究對象，闡述了其工作原理，結(jié)合其在UPS的具體應(yīng)用環(huán)境，進行了數(shù)學(xué)建模、硬件設(shè)計；并通過仿真和樣機實驗驗證了T型三電平逆變器在單相UPS中實現(xiàn)的可行性、準確性、可靠性。

1 T三電平工作原理及SPWM調(diào)制方法

1.1 T三電平的基本工作原理

2007年Conergy公司提出由4個開關(guān)管組成的T型三電平逆變器［11］。T型三電平逆變器拓撲如圖1中逆變器所示。T型三電平逆變器可以輸出正、零、負三種電平；T型三電平拓撲中開關(guān)管的開關(guān)情況較多，但是要實現(xiàn)三電平必須滿足以下條件：①開關(guān)管T1、T4不能同時導(dǎo)通，②開關(guān)管T1、T3互補導(dǎo)通，③開關(guān)管T2、T4互補導(dǎo)通；開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)與A點輸出電壓、電流流向的關(guān)系如表1所示。

圖1 T型三電平逆變器原理圖Fig.1 Schematic diagram of T-type three-level inverter

表1 各種開關(guān)狀態(tài)與輸出工作電平、電流流向的關(guān)系Tab.1 Relationship between switching status，output level and current direction

1.2 SPWM調(diào)制方法

采用同相正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal pulse width modulation，SPWM）方法，同相三角載波 1、載波2、分別位于縱軸的正負半軸，正弦調(diào)制波和兩個三角載波比較得到脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）的驅(qū)動信號；如圖 2（a）部分所示。同相載波調(diào)制原理如下：正弦調(diào)制波與三角載波1比較，當(dāng)正弦調(diào)制波的幅值大于三角載波1的幅值時，得到驅(qū)動信號PWM1為高電平、驅(qū)動信號PWM3為零電平，反之驅(qū)動信號PWM1為零電平、驅(qū)動信號PWM3為高電平；將得到驅(qū)動信號PWM1、驅(qū)動信號PWM3作為開關(guān)管 T1、T3的驅(qū)動波形。同理，正弦調(diào)制波與三角載波2比較，當(dāng)正弦調(diào)制波的幅值大于三角載波2的幅值時，得到信號驅(qū)動信號PWM2為高電平、驅(qū)動信號PWM4為零電平，反之驅(qū)動信號PWM2為零電平、驅(qū)動信號PWM4為高電平；將得到驅(qū)動信號PWM2、驅(qū)動信號PWM4作為開關(guān)管T2、T4的驅(qū)動波形。通過改變調(diào)制波和載波的頻率，可以控制單位周期內(nèi)驅(qū)動信號PWM波的脈沖個數(shù)，進而提高脈沖信號輸出精 度［14］。

圖2 SPWM調(diào)制圖：（a）方法圖，（b）示意圖Fig.2 Diagrams of SPWM：（a）method diagram，（b）schematic diagram

2 逆變器的功率器件計算與選型

UPS中的T型三電平逆變器需要工作在阻型負載、整流（resistive capacitance diode，RCD）負載、瞬間切換負載等復(fù)雜的工作狀況下；因此對硬件設(shè)計上提出了更高的要求。為了有效地降低輸出電壓THD的值，在實際工程應(yīng)用中除了逆變器之外，還需要加上LC濾波電路，如圖1中濾波電路所示。

2.1 功率管選型

設(shè)計額定功率為6 kW的樣機，正負母線電壓為±360 V，額定輸出的電壓有效值為220 V，則額定輸出的電流有效值為27.3 A。T1、T4開關(guān)管承受720 V的正負母線電壓，T2、T3開關(guān)管承受360 V的單邊母線電壓；因為考慮到UPS會瞬間切換RCD負載的工作狀況下進行實驗，所以開關(guān)管電壓應(yīng)力的裕量值不得低于額定值的20%。在T型三電平逆變器運行時，T1、T4開關(guān)管的電壓峰值有可能會達到900 V左右，T2、T3開關(guān)管的電壓峰值有可能會達到450 V左右。除此之外還要考慮到開關(guān)管的開關(guān)頻率不低于20 kHz的原因，因此開關(guān)管T1、T4選擇1200 V、40 A的絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT），開關(guān)管T2、T3選擇600 V、50 A的IGBT。

2.2 LC濾波電路器件參數(shù)計算

在功率開關(guān)的占空比D=0.5時，電感的紋波電流最大，此時電感的紋波電流Δi=24.5 A，開關(guān)頻率fsw=20 kHz，單邊母線電壓UBUS=360 V，由電感計算公式（1）可得L=1.8×10-4H，電感選取為最大直流偏置時電感量的1～2倍，選擇的電感值為3×10-4H。

輸出濾波電容的電流為額定輸出電流的20%～30%。截止頻率低于載波頻率（fsw=20 kHz）的1/10以下，高于基波頻率（f=50 Hz）的10倍以上。由電容計算公式（2）、（3）可得C1=21 μF，C2=310 μF，由 C1＜C＜C2，選擇電容的值為 25 μF。LC濾波電路中并聯(lián)電阻阻值為55 kΩ，直流繼電器RLY的參數(shù)是直流24 V、交流250 V。

3 控制建模

根據(jù)T型三電平逆變器的工程圖，由基爾霍夫定律可得下列方程：

公式（4）中R是濾波電感L的等效電阻。聯(lián)立式（4）～式（7），進行拉普拉斯變換可得逆變器的傳遞函數(shù)（8）式：

SPWM調(diào)制時A點輸出電壓可以表示為：

考慮到A點輸出為交流電，其值為或-，則A點輸出電壓取；s=|1|；Ui輸出，s=0、Ui輸出0。由于開關(guān)函數(shù)s的存在，Ui為階躍函數(shù)；對公式（9）求開關(guān)周期平均得［15］：

s的開關(guān)周期平均值為：

由圖2（b）可得：

公式（12）中U1是參考正弦信號，UH為三角載波的幅值。將公式（11）、（12）帶入公式（10），可得調(diào)制器的傳遞函數(shù)為：

進而可得調(diào)制器至逆變器的傳遞函數(shù)為：

逆變器系統(tǒng)傳遞函數(shù)結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 系統(tǒng)傳遞函數(shù)結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 Structure diagram of system transfer function

4 實驗結(jié)果

通過T型三電平逆變器運行在空載、阻型滿載、RCD負載的工作狀況下，得出了仿真波形和實物波形，充分的驗證了T型三電平逆變器在UPS中實現(xiàn)的可行性、器件選擇的可靠性、輸出的穩(wěn)定性。圖4是基于T型三電平逆變技術(shù)的單相UPS實物樣機。在MATLAB/SIMULINK仿真中開關(guān)管IGBT的開、關(guān)的驅(qū)動電壓分別為1、0 V，開關(guān)頻率為20 kHz；而實際中因開關(guān)管IGBT中有寄生電容的存在，所以開關(guān)管IGBT開、關(guān)的驅(qū)動電壓分別為14 V左右、-8 V左右；圖5為開關(guān)管的驅(qū)動電壓的仿真波形與實物波形。

圖4 樣機Fig.4 Prototype

圖5 開關(guān)管驅(qū)動波形：（a）仿真波形，（b）實物波形Fig.5 Waveforms of switching pulses：（a）from simulation，（b）from experimental setup

在空載情況下，未加入LC濾波電路的T型三電平逆變器輸出電壓PWM的仿真波形和實物波形如圖6所示；加入LC濾波電路后的輸出電壓仿真波形和實物波形如圖7分所示。圖中輸出的電壓PWM最大值為416 V，電壓有效值為360 V，頻率為50 Hz；濾波后輸出電壓有效為220 V，充分證明了T型三電平輸出的可靠性。

圖6 電壓PWM波形圖：（a）仿真波形，（b）實物波形Fig.6 Waveforms of voltage PWM：（a）from simulation，（b）from experimental setup

圖7 空載下輸出電壓波形：（a）仿真波形，（b）實物波形Fig.7 Voltage waveforms under empty load：（a）from simulation，（b）from experimental setup

在阻性滿載（6 kW）的情況下，逆變器工作仿真波形如圖8（a）部分所示，電壓有效值220 V、電流有效值27.3 A。實物波形如圖8（b）部分所示，電壓有效值221.8 V，因樣機自身功率的消耗，則實際輸出電流有效值為26.9 A；實際功率和仿真功率誤差不超過2%。從仿真圖9可以看出未加LC濾波電路的T型三平逆變器輸出電壓THD=67.87%，而加入LC濾波電路后其輸出電壓THD=0.23%；結(jié)果證明了加入LC濾波電路可以有效的降低輸出電壓THD的值，減少了諧波危害。

圖8 阻性負載下輸出電壓、電流波形：（a）仿真波形，（b）實物波形Fig.8 Voltage and current waveforms under resistive load：（a）from simulation，（b）from experimental setup

圖9 電壓THD的仿真值：（a）濾波前，（b）濾波后Fig.9 Simulation results of voltage THD：（a）before filtering，（b）after filtering

介于UPS復(fù)雜的工作狀況，T型三電平逆變器需通過RCD負載實驗來驗證器件電壓應(yīng)力的大小和其輸出的穩(wěn)定性。在瞬間切換RCD負載時，T型三電平逆變器中T2、T3開關(guān)管所承受的電壓峰值為527 V，T1、T4開關(guān)管所承受的電壓峰值為936 V，實物波形如圖10所示。樣機實驗中，電壓應(yīng)力的峰值均未超出所選器件的額定范圍，實驗驗證了器件選型的規(guī)格完全符合實際電壓應(yīng)力的要求。圖11為T型三電平逆變器在RCD負載工作狀況下輸出電壓電流的仿真波形、實物波形。由仿真圖，可見T型三電平逆變器輸出了一個110 A的電流尖峰，而實物樣機在輸出了4個電流尖峰后，便可以穩(wěn)定的輸出電壓、電流。從瞬間切換RCD負載實驗，得出了T型逆變器系統(tǒng)輸出畸變波形時間控制在0.06 s內(nèi)的實驗結(jié)果，證明了該系統(tǒng)具有穩(wěn)定的輸出特性。

圖10 開關(guān)管的電壓應(yīng)力波形：（a）T2、T3，（b）T1、T4 Fig.10 Voltage stress waveforms of switching devices：（a）T2 ，T3；（b）T1 ，T4

5 結(jié) 語

通過T三電平型逆變器在阻性滿載、RCD負載的工作狀況下，進行的仿真和實物實驗，得到的數(shù)據(jù)與波形，充分的驗證本文設(shè)計的T型三電平逆變器可以有效的提高輸出電壓的基波含量，降低輸出電壓總諧波畸變率。此次設(shè)計不僅為T型三電平逆變器在單相UPS中實現(xiàn)提供了SPWM的調(diào)制方法、建模仿真的基本模型，特別是為T型三電平逆變器功率器件的選型和LC濾波器的設(shè)計提供了可靠的參考數(shù)據(jù)，也為下一步深入研究T型三電平技術(shù)奠定了基礎(chǔ)。

圖11 RCD負載下輸出電壓、電流波形：（a）仿真波形，（b）實物波形Fig.11 Voltage and current waveforms under RCD load：（a）from simulation，（b）from experimental setup