面向數(shù)據(jù)中心光互連的高速光傳輸技術(shù)

張帆 朱逸蕭

摘要：數(shù)據(jù)中心光互連場景可分為數(shù)據(jù)中心內(nèi)部和數(shù)據(jù)中心之間2大類。對(duì)于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連，利用新型調(diào)制方案、高性能光器件和高速數(shù)字信號(hào)補(bǔ)償算法是提升單通道速率的主要方式;對(duì)于數(shù)據(jù)中心之間光互連，結(jié)合單邊帶調(diào)制和非線性補(bǔ)償算法克服色散功率衰落是重要研究方向。未來數(shù)據(jù)中心的升級(jí)依賴于光電器件和數(shù)字信號(hào)處理的共同進(jìn)步。

關(guān)鍵詞：光互連;直接檢測(cè);自相干檢測(cè);數(shù)字信號(hào)處理

Abstract： Intra-data center and inter-data center optical interconnects are two categories of data-center application scenarios. For intra-data center optical interconnect， novel modulation schemes， high-performance optical devices and compensation algorithms for high-speed digital signal are enabling technologies to increase the line-rate; while for inter-data center optical interconnect， the combination of single-sideband modulation and digital nonlinear mitigation algorithm is the key approach to overcome the fiber dispersion induced power fading effect. The upgradation of future data-center interconnect relies on the development of both optoelectronic devices and digital signal processing.

Key words： optical interconnects; direct detection; self coherent detection; digital signal processing

光纖通信系統(tǒng)由于其傳輸損耗低、可用帶寬大、信道穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)成為現(xiàn)代信息社會(huì)的重要基礎(chǔ)設(shè)施。近年來，隨著云計(jì)算、移動(dòng)互聯(lián)、虛擬現(xiàn)實(shí)等新型寬帶業(yè)務(wù)的發(fā)展，大數(shù)據(jù)時(shí)代數(shù)據(jù)容量的增長逐漸從超長距離傳輸?shù)暮诵木W(wǎng)向中短距離城域網(wǎng)絡(luò)傳輸轉(zhuǎn)移。在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部，數(shù)十萬計(jì)算節(jié)點(diǎn)（服務(wù)器）存儲(chǔ)和處理網(wǎng)絡(luò)基礎(chǔ)設(shè)施的大量云數(shù)據(jù)。因此，在以云服務(wù)和應(yīng)用為主導(dǎo)的時(shí)代，數(shù)據(jù)中心（DC）貢獻(xiàn)了大部分的全球互聯(lián)網(wǎng)協(xié)議流量。根據(jù)思科（Cisco）全球云指數(shù)預(yù)測(cè)：從2016—2021年，數(shù)據(jù)中心流量將以平均每年25%的速度增長近3倍多。到2021年底，全球超大數(shù)據(jù)中心數(shù)量將會(huì)增加到628個(gè)。與此同時(shí)，全球數(shù)據(jù)中心年流量將增長到20.6 ZB（1 ZB=1021 B）[1]。與超長距離傳輸不同，短距離光傳輸和光互連對(duì)每比特成本和能耗更為敏感。如何實(shí)現(xiàn)低成本高速光傳輸，是光通信技術(shù)必須應(yīng)對(duì)的重要課題。

根據(jù)傳輸距離劃分，數(shù)據(jù)中心光互連的場景可以分為3類：數(shù)據(jù)中心內(nèi)部、數(shù)據(jù)中心之間和擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心之間光互連[2]，具體如圖1所示。對(duì)于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連，其典型傳輸距離在300 m以內(nèi)，這一場景占據(jù)了77%的數(shù)據(jù)流量?？紤]到光模塊的成本，由于垂直腔面發(fā)射激光器（VCSEL）能夠在一塊晶圓上制備，結(jié)合大纖芯直徑的多模光纖（MMF）具有更高的耦合效率，因此基于VCSEL和MMF的強(qiáng)度調(diào)制直接檢測(cè)（IM-DD）一直是數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連的主要實(shí)現(xiàn)方式[3-5]。對(duì)于傳輸距離在20 km以下的數(shù)據(jù)中心之間光互連，在這一距離范圍內(nèi)，多模光纖將出現(xiàn)嚴(yán)重的模式間色散導(dǎo)致碼間串?dāng)_，于是標(biāo)準(zhǔn)單模光纖取而代之成為主要選擇。另一方面，這一距離的鏈路衰減仍然較小，往往可以不采用光放大器以降低成本。考慮到接收功率靈敏度（RS）這一系統(tǒng)優(yōu)化指標(biāo)，先進(jìn)的光電二極管例如高帶寬雪崩光電二極管（APD）由于其RS比傳統(tǒng)PIN光電探測(cè)器（PD）低得多，因此在這一場景下有著重要的應(yīng)用[6]。此外，色散的影響會(huì)隨著波特率和距離而增大，在直接檢測(cè)接收端平方律的影響下，可能會(huì)出現(xiàn)非線性的信號(hào)損傷，所以大多選擇在零色散的O波段傳輸以避免這一問題。最后，擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心光互連對(duì)應(yīng)著20～80 km的傳輸距離，此時(shí)通信波段從O波段轉(zhuǎn)移到C波段以降低傳輸損耗，同時(shí)光放大器也逐漸被接受。相應(yīng)地，色散的影響將被進(jìn)一步加重，色散導(dǎo)致的雙邊帶功率衰落嚴(yán)重限制著傳輸速率[7]。為此，當(dāng)前的研究熱點(diǎn)是采用一些自相干的調(diào)制方案如單邊帶信號(hào)[8-11]避免這一效應(yīng)。雖然直接檢測(cè)收發(fā)機(jī)相比于相干檢測(cè)仍具有成本上的優(yōu)勢(shì)，但隨著速率的升級(jí)、相干收發(fā)機(jī)成本的降低，相干檢測(cè)方案未來可能會(huì)逐步下沉到擴(kuò)展距離數(shù)據(jù)中心光互連。

本文中，我們將從數(shù)據(jù)中心內(nèi)部和數(shù)據(jù)中心之間2方面進(jìn)行展開，介紹當(dāng)前熱門的幾種數(shù)字調(diào)制和接收方案，并比較其優(yōu)缺點(diǎn)。

1 數(shù)據(jù)中心內(nèi)部光互連

近年來，學(xué)術(shù)界的一個(gè)努力方向是借鑒長距離光纖傳輸系統(tǒng)的發(fā)展軌跡，將數(shù)字信號(hào)處理引入短距離光互連，以進(jìn)一步補(bǔ)償信道損傷，提升傳輸容量。但是，考慮到市場對(duì)短距傳輸收發(fā)機(jī)的成本關(guān)注度，直接套用數(shù)字相干的方案不太可行。另外，收發(fā)器的尺寸因子、端口密度、總物理連接數(shù)以及單位面積上的比特率，這些都是決定數(shù)據(jù)中心總規(guī)模和能量利用率的重要參數(shù)。這些約束使得光模塊在物理層面臨著前所未有的挑戰(zhàn)，下一代數(shù)據(jù)中心需要有創(chuàng)新的信號(hào)產(chǎn)生/檢測(cè)方案和數(shù)字信號(hào)處理算法。

1.1 調(diào)制方案

從接口速率演進(jìn)的角度來看，100 GE標(biāo)準(zhǔn)的主要實(shí)現(xiàn)方式為4路并行的開關(guān)鍵控（OOK）調(diào)制信號(hào)，單通道速率為25 Gbit/s。而面向400 GE標(biāo)準(zhǔn)，需要采用更高頻譜效率的調(diào)制方式，以降低對(duì)光模塊的帶寬要求。目前，基于56 Gbaud的4電平脈沖強(qiáng)度調(diào)制（PAM4）信號(hào)已經(jīng)被標(biāo)準(zhǔn)采納。更進(jìn)一步地，對(duì)于下一代800 GE或1 TE的接口標(biāo)準(zhǔn)，IM-DD仍將占據(jù)主流，其中4路并行每通道200/250 Gbit/s傳輸速率是一種較為可行的方案。這就需要發(fā)揮數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）的作用，在35 GHz左右?guī)挼氖瞻l(fā)機(jī)上實(shí)現(xiàn)高速高頻譜效率調(diào)制，并盡可能地提升接收靈敏度。接下來我們將介紹近幾年來比較熱門的3種數(shù)字調(diào)制技術(shù)：PAM、無載波幅度相位調(diào)制（CAP）和離散多音頻調(diào)制（DMT）。

PAM調(diào)制通過增加發(fā)送符號(hào)的電平數(shù)來實(shí)現(xiàn)，是一種簡單而又有效的方案。它相比傳統(tǒng)的OOK頻譜效率翻倍，從而降低了器件的帶寬需求;但缺點(diǎn)是降低了功率預(yù)算，并增大了調(diào)制線性度的一些相差要求。在3種方案之中，PAM對(duì)數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）和模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的要求最低。此外，相比于正交幅度相位調(diào)制（QAM）信號(hào)，PAM信號(hào)相當(dāng)于省去了一個(gè)正交分量，因此PAM-M的頻譜效率減半為log2（M）/2。

CAP是另一種基于QAM信號(hào)的強(qiáng)度調(diào)制方案。對(duì)于基帶的QAM信號(hào)，設(shè)計(jì)一對(duì)正交的上變頻后的成型濾波器，通過分別卷積同相/正交（I/Q）分量實(shí)現(xiàn)信號(hào)的數(shù)字上變頻。在上變頻后左右邊帶相互共軛對(duì)稱，因此變成一維實(shí)數(shù)信號(hào)。同時(shí)由于兩個(gè)邊帶攜帶相同信息，因此其頻譜效率與相同調(diào)制格式的PAM信號(hào)相同。

DMT是一種基帶的正交頻分復(fù)用調(diào)制（OFDM），相比于傳統(tǒng)的OFDM信號(hào)，只對(duì)其中一半的子載波（正頻率）調(diào)制信號(hào)，而另一半子載波（負(fù)頻率）上發(fā)送對(duì)應(yīng)位置復(fù)共軛的信號(hào)，來保證整個(gè)DMT符號(hào)為實(shí)數(shù)。DMT調(diào)制的一大優(yōu)勢(shì)是，可以根據(jù)器件和鏈路的各個(gè)頻率點(diǎn)的信噪比靈活地進(jìn)行比特和功率加載，從而提升頻譜效率。

圖2為PAM/CAP/DMT 3種調(diào)制方案的收發(fā)端數(shù)字信號(hào)處理流程圖。通過對(duì)比可以看出，PAM調(diào)制方案具有最低的計(jì)算復(fù)雜度。而CAP格式由于在中頻進(jìn)行IQ調(diào)制，因此在相同比特率和頻譜效率的情況下，相比于PAM調(diào)制只需要一半的波特率，于是也降低了收發(fā)端DAC和ADC的采樣率要求。對(duì)于DMT調(diào)制方案，由于需要進(jìn)行傅里葉變換及其逆變換，因此具有最高的計(jì)算復(fù)雜度。而這一過程也使得信號(hào)具有較高的峰均比（PAPR），所以對(duì)DAC和ADC的量化比特?cái)?shù)要求很高。在接收端，不同于PAM和CAP常用的時(shí)域均衡，DMT因?yàn)樾畔⒄{(diào)制在頻域，因此可以對(duì)各個(gè)子載波采用1抽頭的頻域均衡，在信道估計(jì)和均衡過程中復(fù)雜度很低。

1.2 高速數(shù)字信號(hào)補(bǔ)償算法

除了上述介紹的調(diào)制方案之外，通過DSP可以緩和收發(fā)端器件的帶寬不足，以進(jìn)一步適應(yīng)高速傳輸?shù)男枨蟆?/p>

（1）預(yù)均衡[12]。針對(duì)帶寬受限系統(tǒng)，發(fā)射端預(yù)均衡是一種簡單有效的補(bǔ)償方法。首先，在不做任何補(bǔ)償?shù)那闆r下發(fā)送數(shù)據(jù)，通過接收端的均衡器估計(jì)出系統(tǒng)端到端的時(shí)域或者頻域響應(yīng)，再將估計(jì)出系統(tǒng)響應(yīng)的逆在時(shí)域與發(fā)送數(shù)據(jù)卷積（或者在頻域與信號(hào)相乘），這樣就能在發(fā)射端相對(duì)提升信號(hào)高頻分量來抵抗器件的低通濾波效應(yīng)。經(jīng)過信道傳輸后，接收端可以實(shí)現(xiàn)較為平坦的信號(hào)頻譜，從而降低碼間串?dāng)_。這種方案的缺點(diǎn)是需要對(duì)每個(gè)特定系統(tǒng)都要進(jìn)行一次基于負(fù)反饋的校準(zhǔn)過程，靈活性較差。

（2）后均衡[13]。后均衡也被稱為接收端的超奈奎斯特技術(shù)。它的原理可以這樣理解：對(duì)于一個(gè)帶寬不足的信號(hào)，經(jīng)過接收端均衡器之后，信號(hào)的高頻分量被抬升以抑制碼間串?dāng)_。與此同時(shí)，原本平坦的帶內(nèi)噪聲的高頻部分也被加重，劣化了最終的誤碼性能。后均衡方法首先在均衡器之后加入一個(gè)兩抽頭的數(shù)字后濾波器實(shí)現(xiàn)低通濾波，它的時(shí)域響應(yīng)的z變換可以表示成：[H（Z）=1+αz-1，α∈[0，1]]。于是，在引入一個(gè)簡單并且已知的碼間串?dāng)_的前提下可以抑制均衡增強(qiáng)的帶內(nèi)噪聲。其中，[α]的值可以進(jìn)行優(yōu)化，使[H（z）]的頻域響應(yīng)與均衡前的信號(hào)頻譜盡可能相似。之后，這個(gè)已知的碼間串?dāng)_可以通過基于維特比譯碼算法的最大似然序列檢測(cè)（MLSD）消除。后均衡方法不需要對(duì)發(fā)射端進(jìn)行額外操作，并且可以根據(jù)系統(tǒng)帶寬限制的嚴(yán)重程度優(yōu)化數(shù)字后濾波器的抽頭權(quán)重，靈活性較高，缺點(diǎn)是最大似然序列檢測(cè)的算法復(fù)雜度和存儲(chǔ)空間較大。

查找表算法（LUT）主要用于降低高速系統(tǒng)中與發(fā)送序列相關(guān)的模式損傷[14]。它具有計(jì)算復(fù)雜度低、配置靈活等優(yōu)點(diǎn)，可以應(yīng)用于糾正強(qiáng)度調(diào)制直接檢測(cè)系統(tǒng)中的非線性損傷問題。如圖3所示，考慮前后共[2M+1]個(gè)符號(hào)對(duì)中間時(shí)刻符號(hào)的影響，所有可能的發(fā)送符號(hào)序列記為[X（k-M：k+M）]。初始狀態(tài)時(shí)查找表中數(shù)據(jù)全部置零，滑動(dòng)窗口每次選取發(fā)送序列中的[2M+1]個(gè)符號(hào)，并計(jì)算這種模式的地址，即查找表索引i。[Y（k-M：k+M）]表示在接收端得到的恢復(fù)序列，發(fā)送序列和接收序列的中心符號(hào)相減得到誤差[e（k）]。隨著滑動(dòng)窗口不斷向前移動(dòng)，我們逐漸遍歷了所有發(fā)送圖案的誤差值。假設(shè)查找表索引i中存入數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)為[N（i）]，則對(duì)應(yīng)位置差值的平均值可以更新為：

1.3 相關(guān)光發(fā)射器件的發(fā)展趨勢(shì)

在這一小節(jié)，我們將介紹一些適用于數(shù)據(jù)中心光互連器件的發(fā)展趨勢(shì)。

（1）單模VCSEL。850 nm波段的VCSEL和多模光纖已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用于數(shù)據(jù)中心內(nèi)部實(shí)現(xiàn)單通道10 Gbit/s光互連應(yīng)用。然而，未來的高速光互連需要達(dá)到單通道速率100 Gbit/s以上，并支持300 m的傳輸距離。即使采用高帶寬的OM4型多模光纖，模式色散在這一距離下仍將成為限制因素。為此，已有的解決方案一種是減少VCSEL激發(fā)的縱模數(shù)量實(shí)現(xiàn)單模工作模式，另一種是通過氧化物孔徑工程使得高階縱模式泄露出去[15]?；趩慰v模VCSEL，WU B.等人實(shí)驗(yàn)演示了100 Gbit/s的DMT信號(hào)傳輸300 m長的OM4光纖[16]。R. PUERTA等人的實(shí)驗(yàn)演示了107.5 Gbit/s單模VCSEL傳輸100 m的OM4光纖，作為對(duì)比，相同速率采用多模VCSEL只能達(dá)到10 m的傳輸距離[17]。2017年，C. KOTTKE等人實(shí)驗(yàn)演示了創(chuàng)紀(jì)錄的113 Gbit/sDMT信號(hào)傳輸550 m OM4光纖[18]。

（2）雙邊電吸收調(diào)制器。由于自身的技術(shù)成熟度，以及小尺寸、大帶寬和高消光比等優(yōu)勢(shì)，電吸收調(diào)制器在短距離傳輸系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用。一般來說，電吸收調(diào)制器只有一個(gè)被調(diào)制的輸出信號(hào)，另一個(gè)往往用于性能監(jiān)測(cè)控制。在2016年，M.THEURER等人通過集成兩個(gè)電吸收調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了同一波長上的雙邊輸出模式。基于這一光源，M.THEURER等人實(shí)驗(yàn)演示了可以適用于多通道短距離傳輸應(yīng)用的2×56 Gbit/s 不歸零碼（NRZ）信號(hào)生成[19]。為了適應(yīng)高階調(diào)制格式，雙邊電吸收調(diào)制器可以通過兩路二進(jìn)制驅(qū)動(dòng)信號(hào)的疊加產(chǎn)生PAM4調(diào)制信號(hào)，從而避免了高速DAC和線性電放大器的需求[20]。進(jìn)一步地，由于雙邊電吸收調(diào)制器輸出波長相同，因此可以產(chǎn)生偏振復(fù)用信號(hào)。在這一方面，ZHONG K.P.等人成功演示了120 GBaud的偏振復(fù)用NRZ信號(hào)的產(chǎn)生和傳輸[21]。

（3）硅基強(qiáng)度調(diào)制器。不同于前2種方案，基于硅基集成的外調(diào)制方案也具有低成本、小尺寸、互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體（CMOS）兼容等優(yōu)勢(shì)。由于強(qiáng)度調(diào)制器的差分輸入可以避免啁啾的產(chǎn)生，這種方案具有最高的調(diào)制線性度。2018年，北京大學(xué)ZHANG F.等人基于數(shù)字后均衡算法補(bǔ)償器件和光纖鏈路的帶寬不足，同時(shí)利用22.5 GHz帶寬的硅基強(qiáng)度調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了紀(jì)錄性的200 Gbit/s的PAM6信號(hào)背靠背生成和176 Gbit/s的PAM4信號(hào)傳輸1 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖[22]。

2 數(shù)據(jù)中心之間光互連

數(shù)據(jù)中心之間光互連典型傳輸距離20～80 km。如圖4所示，對(duì)于強(qiáng)度調(diào)制信號(hào)，在光纖傳輸?shù)倪^程中，信號(hào)由于色散受到的相移正比于傳輸距離以及相對(duì)于中心頻點(diǎn)頻率的平方，因此左右邊帶的相移相同。而在PD平方律檢測(cè)之后，信號(hào)會(huì)與其共軛分量相疊加，從而將色散由相位影響轉(zhuǎn)化成幅度上的影響，最終導(dǎo)致頻率選擇性的功率衰落。為避免色散功率衰落效應(yīng)，近年來學(xué)術(shù)界提出采用單邊帶調(diào)制信號(hào)作為中短距高速傳輸方案。

基于單探測(cè)器的光單邊帶傳輸系統(tǒng)，面臨的主要問題是探測(cè)器對(duì)信號(hào)的平方律操作帶來的信號(hào)-信號(hào)拍頻串?dāng)_（SSBI）。為補(bǔ)償這一損傷，學(xué)術(shù)界陸續(xù)提出了幾種有效的數(shù)字域補(bǔ)償方案。如圖5所示，英國的倫敦大學(xué)學(xué)院（UCL）大學(xué)研究組提出SSBI當(dāng)作微擾項(xiàng)進(jìn)行重構(gòu)式迭代補(bǔ)償[23]。對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行信道均衡和判決解調(diào)后，重新進(jìn)行調(diào)制以模擬發(fā)送信號(hào)，經(jīng)過時(shí)刻同步后，對(duì)該信號(hào)進(jìn)行取模和平方操作重構(gòu)出SSBI損傷項(xiàng)，再與原始接收信號(hào)作差以抑制SSBI的影響。整個(gè)步驟可以迭代進(jìn)行，從而逐步提高SSBI估計(jì)的精確度，實(shí)現(xiàn)線性接收。這一方法的缺點(diǎn)在于，迭代過程包含了均衡、解調(diào)和調(diào)制等步驟，計(jì)算復(fù)雜度較高。作為改進(jìn)，美國諾基亞貝爾實(shí)驗(yàn)室[24]和北京大學(xué)研究組[8]提出了不包括均衡的迭代算法。將輸入信號(hào)通過單邊帶濾波器、取模和平方操作直接重構(gòu)出SSBI項(xiàng)，并通過多次迭代增加重構(gòu)精度，相比于前一種方案大幅降低了計(jì)算復(fù)雜度。然而，由于單邊帶濾波器需要由希爾伯特濾波器實(shí)現(xiàn)，所以每次要進(jìn)行一對(duì)傅里葉變換（FFT）和逆變換（IFFT），所以迭代過程的復(fù)雜度仍然較高。意大利LAquila大學(xué)研究組基于最小相位條件，證明了單邊帶信號(hào)的對(duì)數(shù)幅度和相位間滿足克拉默-克隆尼格（KK）關(guān)系，即互為希爾伯特變換對(duì)[25]。如圖5所示，根據(jù)接收到光電流可以恢復(fù)出接收光場的幅度分量，進(jìn)而得到相位信息，最終線性重構(gòu)出復(fù)數(shù)光場。KK關(guān)系接收機(jī)給出了理論上最佳的接收算法，它的缺點(diǎn)是算法中包含了對(duì)數(shù)等非線性操作，使得信號(hào)頻譜在這一過程中發(fā)生展寬，因此接收端一般需要3倍以上符號(hào)率的上采樣倍數(shù)。

在KK關(guān)系接收機(jī)提出之后，許多研究組對(duì)其加以改進(jìn)以進(jìn)一步降低復(fù)雜度。韓國KAIST研究組通過對(duì)對(duì)數(shù)函數(shù)進(jìn)行一階展開，避免了非線性運(yùn)算，降低接收端采樣率的要求。在112 Gbit/s單邊帶OFDM信號(hào)80 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖的傳輸實(shí)驗(yàn)中，他們用2倍上采樣取得了與6倍上采樣相似的誤碼性能[26]。另一種思路是從簡化希爾伯特濾波器的角度出發(fā)，德國光量子研究所提出用有限長抽頭濾波器進(jìn)行近似[27]，從時(shí)域卷積避免了整個(gè)數(shù)據(jù)的FFT/IFFT變換，降低了處理時(shí)延和計(jì)算復(fù)雜度。在實(shí)驗(yàn)中，他們利用32個(gè)抽頭的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)了KK關(guān)系接收機(jī)，并成功地將80 Gbaud的16 QAM信號(hào)傳輸了300 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖。此外，上海交大研究組通過將指數(shù)操作移到發(fā)射端，降低了信號(hào)的KK關(guān)系接收機(jī)對(duì)單邊帶信號(hào)的載波信號(hào)功率比（CSPR）需求[28]。在CSPR為12 dB的虛載波單邊帶傳輸實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中，可以獲得2 dB的接收功率靈敏度增益。

在單邊帶信號(hào)的基礎(chǔ)之上，為了進(jìn)一步提高傳輸速率和頻譜效率，華為研究組提出了孿生單邊帶調(diào)制方案。在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，基于單個(gè)雙驅(qū)動(dòng)調(diào)制器可以在左右邊帶同時(shí)傳送不同信息，它們共享中間的光載波，從而實(shí)現(xiàn)傳輸容量的翻倍[29]。而孿生單邊帶的一個(gè)難點(diǎn)是接收端光濾波器不夠陡峭，殘余對(duì)向邊帶在PD平方律檢測(cè)后會(huì)與目標(biāo)邊帶重疊，產(chǎn)生串?dāng)_影響誤碼性能。因此，華為研究組[30]和復(fù)旦大學(xué)研究組[31]對(duì)左右邊帶信號(hào)進(jìn)行2×2聯(lián)合均衡消除邊帶間串?dāng)_。此外，北京大學(xué)研究組提出了非對(duì)稱孿生單邊帶方案，可以節(jié)省其中一個(gè)邊帶的保護(hù)間隔并獲得更小的邊帶間串?dāng)_，在接收端可以避免聯(lián)合均衡，提升系統(tǒng)靈活性。在實(shí)驗(yàn)中，他們分別演示了224 Gbit/s的非對(duì)稱孿生單邊帶16 QAM信號(hào)最遠(yuǎn)傳輸距離240 km，以及基于32 QAM調(diào)制格式實(shí)現(xiàn)了80 km標(biāo)準(zhǔn)單模光纖傳輸最大速率300 Gbit/s [32]。對(duì)稱和非對(duì)稱孿生單邊帶接收原理示意具體如圖6所示。

3結(jié)束語

隨著各類寬帶業(yè)務(wù)的不斷發(fā)展，數(shù)據(jù)中心面臨著前所未有的流量增長需求。下一代的光模塊既要在硬件上增大收發(fā)端器件的調(diào)制帶寬，又要考慮通過引入DSP，彌補(bǔ)收發(fā)機(jī)的非線性等問題，實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)、靈活、精細(xì)的補(bǔ)償。光電器件性能大大減輕DSP的壓力，而DSP也能彌補(bǔ)器件的不足。此外，未來面向1.6 T以上的接口標(biāo)準(zhǔn)升級(jí)時(shí)，單一增大器件帶寬變得非常困難，需要考慮更高維度、更高頻譜效率的調(diào)制方案，低成本相干可能走進(jìn)數(shù)據(jù)中心內(nèi)部，成為具有競爭力的一大技術(shù)方案。