基于平面變壓器的反激式電源設計

陳修計　陳漫

摘要：目前，我國的經濟發(fā)展十分迅速，平面變壓器相對于傳統(tǒng)變壓器具有漏感低、轉換效率髙、散熱性能好等優(yōu)點。此處以印制電路板（PCB）上銅箔繞制線圈形成集成的EI平面變壓器，并進行了反激式直流電源轉換電路設計。首先運用PEMAG和Maxwell對變壓器進行3D建模仿真，控制氣隙使其電感量達到398.5|xH，滿足變壓器設計需求;通過PSPICE對電路參數(shù)進行仿真驗證，優(yōu)化電路參數(shù);設計具有多路輸出的反激式轉換器PCB并進行打樣和貼片。電路測試結果表明該反激式電源具有100￣400V的寬輸入電壓，輸出電壓12V/6V/3.3V，最大負載電流0.5A，開關頻率85kHz，效率可達82%;隨著負載和占空比的變化，控制輸出電壓穩(wěn)定，各路輸出電壓調整率和負載調整率均達到預期要求.

關鍵詞：變壓器;反激式電源;電路設計

引言

當前，隨著開關電源性能要求的不斷提高，對其技術設計提出了更高的要求。反激變換器具有輸入電壓范圍寬、結構簡單和性能穩(wěn)定等優(yōu)點，廣泛應用于電源設計。本文基于UC3844設計了單端反激開關穩(wěn)壓電源，取得了良好的穩(wěn)壓效果。

1變壓器設計

在設計開關電源時需要注重變壓器設計，電源性能會直接影響變壓器設計合理性。變壓器輸出功率和輸入功率估算方面，按照輸出電壓和輸出電流設計大小對總輸出功率進行計算，公式如下： 計算變壓器最大/最小流輸入電流和電壓。在經過整流橋之后，交流電最小輸入直流電壓和最大輸入直流電壓可以按照以下公式計算： 最小輸入直流電壓計算公式中所減少的40V主要是直流紋波和整流橋壓降之和，在最小值計算中主要應用上述公式。金屬氧化物半導體場效應晶體管的額定電壓在600V左右，因此在Vin（max）位置需要預留30V裕量。在該種情況下，漏極電壓應當小于560V，且漏極電壓在Vin+Vz，因此，滿足： 計算變壓器脈沖信號最大占空比方面，電網(wǎng)電壓在220V數(shù)值上波動時，經全波整流處理之后，直流輸入電壓數(shù)值最大可達到342V，最小可達到240V，將反射電壓設置為VOR時，則可以應用以下公式計算出最大占空比： 在進行計算之后得出： 峰值電流和紋波電流估算方面，在計算峰值電流和紋波電流時可以通過以下公式進行計算： 通常情況下，KRP數(shù)值為0.4，如果交流輸入電壓為230V，則數(shù)值選取為0.6.單片反激開關電源在CCM模式下連續(xù)運行。充分考慮器件資料，則開關電源設計KRP數(shù)值選擇為0.7.確定變壓器磁芯尺寸。相比于成品電感來說，磁性元件電感在設計期間需要增加氣隙從而加強磁芯儲存能量的能力，如果不存在氣隙，磁芯在存儲少量能量之后就會出現(xiàn)飽和。在增加氣體比較大，則會相應加多匝數(shù)，從而加大繞組銅耗。其次，增加匝數(shù)會相應加大繞組占用窗口的面積。因此在實際設計期間需要考慮多種因素，利用下式進行計算：

2平面變壓器設計仿真

2.1變壓器參數(shù)設計

變壓器參數(shù)設計的初始條件：輸入電壓為100-400V，輸出功率為12W，輸出兩路隔離電壓/電流為12V/0.5A，輔助繞組側12V輸出電壓后接LDO降壓為6V，次級12V輸出電壓后接LDO降壓為3.3V，多路隔離的輸出可供各控制芯片使用或者驅動MOSFET等。輸出電壓紋波嘛<90mV，開關頻率為85kHzo初、次級的最大匝數(shù)比由滿載最大開關頻率、DCM諧振時間等決定。首先，根據(jù)目標開關頻率和DCM諧振時間確定占空比，一般假設DCM諧振頻率為500kHz，tR=2EA，s，根據(jù)轉換模式操作的限制，要求從次級電流導通結束到第1個u}電壓谷值的周期是DCM諧振周期的1/2。計算出最大占空比為： 式中 占空比確定后，次級繞組的電壓等于輸出電壓、次級整流器壓降以及電纜補償電壓之和，初、次級的最大匝數(shù)比為： 式中：U}，為輸出電壓;鑄為整流管上的壓降漢I}為其他電路造成的一個電壓損耗。

2.2反激電路參數(shù)選擇

1）開關器件參數(shù)選擇及選型根據(jù)UC3844的4管腳接入的RC值，可得PWM波頻率為153.3kHz，開關器件承受最大電壓值為393V，開關器件的額定電壓為786～1179V，額定電流范圍為0.50～0.66A。本文最終選擇了TO-220F封裝的7N65MOSFET作為開關器件。2）肖特基二極管參數(shù)選擇及選型流過每個肖特基二極管的電流平均值為1.25A，有效值為1.77A。由于肖特基二極管承受的最大電壓為45.5V，考慮安全裕量，肖特基二極管的額定電壓為91.0～136.5V，額定電流為1.69～2.25A。本文最終選擇了SR3100肖特基二極管（最大耐壓值100V，正向平均電流最大值3A）。

2.3反饋控制

電路的反饋穩(wěn)壓原理如圖3所示。當輸出電壓升高時，經電阻R11、R10和R12分壓后，接到TL431參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓隨之升高，導致TL431端的電壓Vka下降，而流經光耦二極管的電流if變大。電壓下降電流升高，造成光耦集射極瞬態(tài)電阻值變小，UC3844引腳1的電平變小，導致PWM鎖存器發(fā)生復位，脈沖變窄，MOSFET功率管的導通時間變短。

2.4驅動電路

驅動電路電壓為16V，在開啟電源之后，經整流濾波的交流電能夠獲得直流電，利用電阻降壓后能夠為其提供電能，當電壓滿足16V之后，啟動芯片會產生波形驅動信號，與柵極阻尼電阻進行串聯(lián)。在進入正常運行狀態(tài)之后，電源變壓器副邊繞組所產生的交流電經過整流濾處理之后能夠為芯片提供電源。

2.5 整流電路

1）交流輸入優(yōu)化電路交流輸入優(yōu)化電路中，將220V交流電從9500-5///3端口輸入后，采用熔斷器F1和熱敏電阻N1進行過載保護和短路保護，開關SW1控制通斷。為減小輸入電源的噪聲干擾，提高安全性，在二極管整流橋之前增設安規(guī)電容和共模濾波電感LF1。安規(guī)電容的特點是即使失效后，也不會導致電擊，不危及人身安全。其中，CX1（X型安規(guī)電容）跨接在L與N（零線）之間，抑制差模干擾;CY1和CY2（均為Y型安規(guī)電容）分別跨接在L與FG之間、N與FG（接地線）之間，抑制共模干擾。之后，利用共模濾波電感LF1再次濾除干擾，為整流電路的輸入提供有效保障。2）整流電路整流電路選用電容濾波的單相不可控整流電路，整流橋選用普通整流二極管1N4007，交流電壓經D1～D4整流及大電容C1濾波后，得到大小約為311V的直流電壓。綜合考慮經濟因素及其他因素，最終選擇大小為82μF的濾波電容C1。由于二極管1N4007的最高反向承受電壓為1000V，最大電流平均值為1A，因此二極管選用1N4007。電容濾波的單相不可控整流電路，輸出電壓是0.9U2～22U，空載時，R為無窮大，放電時，常數(shù)無窮大，輸出電壓最大，為22U，約311V。整流電路輸出波形為一條直線，近似為311V的直流電，可以達到預期值。

結語

設計了基于兩相交錯并聯(lián)Buck變換器的精細等離子電源，通過分析輸出電流紋波機理，得到抑制方法與主電路器件選型方案。在電流閉環(huán)控制中加入數(shù)字濾波器，提高了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)特性。在實驗平臺上進行260A的切割實驗，實驗波形中輸出電流紋波被很好地抑制，切割樣件表面光潔無掛渣、垂直度好，達到了精細切割的標準。

參考文獻

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