衛(wèi)星通信系統(tǒng)中的全數(shù)字突發(fā)調(diào)制解調(diào)器設(shè)計(jì)

許 崢，高恒偉

（南京熊貓漢達(dá)科技有限公司，南京 210014）

1 研究背景

由于TDMA 建網(wǎng)靈活、支持不同的比特速率可以提高地球站的功率利用率，很適合于多媒體衛(wèi)星通信系統(tǒng)。所以它廣泛地應(yīng)用于各種不同的衛(wèi)星通信系統(tǒng)中。在這些應(yīng)用中，很多都是用戶定位的多媒體系統(tǒng)，這就嚴(yán)格要求地球站的設(shè)備小型化、經(jīng)濟(jì)、可靠。為使地球站小型化采用了很多技術(shù)。前向糾錯碼（例如卷積編碼和維特比譯碼）減小了傳輸功率和天線的尺寸、同時又達(dá)到了要求的誤比特率性能。多載波的TDMA 方案允許地球站工作在低載噪比的情況下。這樣減少了峰值傳輸功率。在多載波TDMA 系統(tǒng)中，OQPSK 通過采用非線性功率放大器而獲得了高功率利用率。在這種多媒體TDMA 系統(tǒng)中關(guān)鍵器件是突發(fā)調(diào)制解調(diào)器。FEC 的實(shí)施要求突發(fā)調(diào)制解調(diào)器工作在相當(dāng)?shù)偷腅b/N0環(huán)境下。突發(fā)調(diào)制解調(diào)器應(yīng)當(dāng)用盡量少的前置碼來提高數(shù)據(jù)傳輸率，同時進(jìn)行載波恢復(fù)和比特定時的捕獲。在低Eb/N0環(huán)境中要求優(yōu)秀的載波和比特定時跳周率性能與快速載波和比特定時捕獲形成矛盾。傳統(tǒng)的數(shù)字突發(fā)調(diào)制解調(diào)器在低Eb/N0環(huán)境下同步載波和比特定時至少需要180個符號。多載波的TDMA 在衛(wèi)星處理器上采用一個較高的回饋值來防止交調(diào)干擾。這就導(dǎo)致突發(fā)到突發(fā)的電平差異，而在傳統(tǒng)的單載波TDMA 系統(tǒng)中由于星上處理器工作在飽和狀態(tài)而沒有嚴(yán)重問題。調(diào)制解調(diào)器必須用一種AGC 來抵消突發(fā)到突發(fā)的電平差異。

本文提出了一種用于OQPSK 的全數(shù)字高速突發(fā)調(diào)制解調(diào)器技術(shù)。該技術(shù)采用全數(shù)字方式直接產(chǎn)生已調(diào)的中頻信號，同時解調(diào)器采用數(shù)字逆調(diào)制、前置濾波和快速捕獲位定時方案實(shí)現(xiàn)了低信噪比條件下的穩(wěn)定工作。全數(shù)字高速突發(fā)調(diào)制解調(diào)器能夠在惡劣環(huán)境下獲得令人滿意的誤比特率性能。

2 全數(shù)字突發(fā)調(diào)制器

調(diào)制解調(diào)器信息速率為17.6Mb/s，它以突發(fā)方式處理OQPSK 信號。突發(fā)信號格式和調(diào)制信號狀圖如圖1所示，載波恢復(fù)碼字為全“1”碼，用于捕獲載波和解決相位模糊問題。同相信道用于時鐘捕獲的的比特定時恢復(fù)碼字為重復(fù)的“0101”碼字。正交信道的為重復(fù)的“0101010110101010”碼字。

圖1 突發(fā)信號格式

基本的OQPSK 信號產(chǎn)生方法為：I 信道和Q 信道數(shù)據(jù)I（n）、Q（n）分別經(jīng)過成形濾波器后得到x（t-nT）、y（t-nT）與載波的同相和正交分量相乘，其中T 為符號寬度，然后兩路相加得到已調(diào)信號s（t）。表達(dá)式為：

全數(shù)字的調(diào)制器和一個外置的數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC 可以直接產(chǎn)生OQPSK 的第一中頻信號，該信號的中心頻率等于符號速率。其框圖如圖2所示。它將DAC 電路和混頻器的個數(shù)降為一個，而傳統(tǒng)的數(shù)字調(diào)制器需要兩個DAC 電路和兩個混頻器。即在I信道和Q 信道各有一個DAC 電路和一個混頻器。

圖2 調(diào)制器方框圖

假定載波頻率為抽樣頻率的四分之一，正交調(diào)制信號可以用以下方程式描述：

式中，S（n）為已調(diào)的第一中頻信號；X（n），Y（n）分別為脈沖成形的基帶I 信道和Q 信道信號，當(dāng)調(diào)制器工作在每個符號4個抽樣值時，假設(shè)基帶脈沖成形由一個抽頭數(shù)為L 的FIR 濾波器實(shí)現(xiàn)，則QPSK 和OQPSK 的S（n）表達(dá)式分別由方程式（2），（3）表示：

式中，Im和Qm分別為I 信道和Q 信道的第m 個數(shù)據(jù)（取+1或-1）；T 為符號寬度；h（t）為FIR 濾波器的脈沖響應(yīng)函數(shù)。u，v，j，k 如下取值：

u=n mod 4；v=（n-2）mod 4；n/4≤j＜n/4+1。j 為整數(shù)；（n-2）/4≤k＜（n-2）/4+1，k 為整數(shù)。因?yàn)槿拥挠嘞液驼逸d波信號只能取1，0，-1，0…和0，1，0，-1…，所以調(diào)制器包括作為二進(jìn)制橫向?yàn)V波器（BTF）用的四組高速隨機(jī)訪問緩存器（RAM）、三個二選一的選擇器。BTF 的系數(shù)C0、C1、C2、C3由下面四個方程式給定：

調(diào)制器有一個內(nèi)置的低速只讀存儲器（ROM），用來存儲滾降系數(shù)為0.4的平方根余弦滾降濾波器的系數(shù)；抽頭數(shù)為L。在內(nèi)部啟動過程中這些系數(shù)被傳到RAMs。也可以通過在RAM 中裝入適當(dāng)?shù)南禂?shù)來選擇其它的脈沖成形函數(shù)。三個二選一的選擇器以定時速率次序輸出系數(shù)C0到C3。

3 全數(shù)字突發(fā)解調(diào)器

解調(diào)器的配置如圖3所示。包括分路器、FIR 濾波器、復(fù)數(shù)乘法器、一個載波恢復(fù)電路、一個比特定時恢復(fù)電路、一個載波AFC 電路（包括一個AFC 捕獲檢測器）、一個突發(fā)AGC 電路和一個突發(fā)信號檢測器（BDET）。它從第一中頻信號解調(diào)出I/Q 信道信號。

圖3 解調(diào)器方框圖

解調(diào)的過程如下所述：由載波AGC 電路控制的頻率轉(zhuǎn)換器將第二中頻信號轉(zhuǎn)換為第一中頻信號。載波AFC 電路消除了接收單元中由于頻率不穩(wěn)造成的一般頻率誤差。第一中頻信號經(jīng)低通濾波后由ADC 電路以四倍的符號速率進(jìn)行取樣，這個抽樣時鐘與系統(tǒng)時鐘同步。抽樣信號分成八路輸入由BTR 電控制的FIR濾波器。FIR 濾波器充當(dāng)匹配濾波器、零中頻頻率轉(zhuǎn)換器，并且根據(jù)BTR 電路輸入的比特定時信息進(jìn)行調(diào)整。再與恢復(fù)的載波信號做復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算而得到I/Q 信道信號。

載波恢復(fù)的方框圖如圖4所示，它沒有采用傳統(tǒng)調(diào)制解調(diào)器所用的科斯塔斯環(huán)，而是采用比它性能好的逆調(diào)制環(huán)。在載波濾波器前加上一個預(yù)濾波器用來擬制噪聲，將濾波器的功耗降到一半，它可以用簡單的硬件實(shí)現(xiàn)并工作在較高的時鐘頻率。相位補(bǔ)償載波濾波器可以用最少的CR 碼字獲得最低的載波跳周率。

圖4 載波恢復(fù)電路框圖

圖5 比特定時恢復(fù)電路框圖

比特定時恢復(fù)電路如圖5所示。其中比特定時的相位是基于對BTR 碼字的DFT 運(yùn)算來進(jìn)行估計(jì)的，由此得到新的FIR 抽頭系數(shù)，脈沖成形濾波器用新系數(shù)與收到的信號卷積得到輸出信號。當(dāng)Eb/No 為4dB、BTR 長度為40個字符時BTR 的比特定時估計(jì)誤差小于10度。

4 結(jié)束語

本文提出了一種采用調(diào)制解調(diào)器實(shí)現(xiàn)的全數(shù)字OQPSK 調(diào)制解調(diào)器方案。調(diào)制器以全數(shù)字方式直接產(chǎn)生中頻信號；解調(diào)器采用逆調(diào)制和預(yù)濾波的載波濾波限幅方案實(shí)現(xiàn)了在低Eb/No 的情況下低功耗且可以穩(wěn)定工作。解調(diào)器以突發(fā)方式對比特定時進(jìn)行快速捕獲。從文中的調(diào)制解調(diào)器方框圖可以看到，AFC 電路和AGC 電路的加入可以優(yōu)化其性能。這樣實(shí)現(xiàn)的調(diào)制解調(diào)器符合多媒體衛(wèi)星通信系統(tǒng)中對地球站可靠、小型化的要求，能夠在惡劣的環(huán)境中獲得良好的BER 性能，而且可以減小傳統(tǒng)的硬件尺寸，使地球站的大小得到較大的改觀。