單開關(guān)輔助換流的諧振直流環(huán)節(jié)PWM整流器

王強(qiáng) 張巖 王天施 劉曉琴

摘?要：為改善傳統(tǒng)的脈沖寬度調(diào)制（PWM）整流器的運(yùn)行效率，在直流環(huán)節(jié)增加與直流母線并聯(lián)的輔助諧振電路，提出了一種諧振直流環(huán)節(jié)PWM整流器，其輔助電路只設(shè)置了1個輔助開關(guān)。在輔助諧振電路處于工作狀態(tài)時，在每個開關(guān)周期內(nèi)，主開關(guān)能完成零電壓軟切換動作，輔助開關(guān)能完成零電流切換動作，輔助諧振電路僅運(yùn)行1次。詳細(xì)說明了整流器在1個開關(guān)周期的工作過程，給出了設(shè)計(jì)規(guī)則，完成了對輔助電路損耗的數(shù)學(xué)建模。在10kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明特征實(shí)驗(yàn)波形符合理論分析，開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了軟切換。因此，該新型整流器處于高頻和大功率運(yùn)行狀態(tài)時，能實(shí)現(xiàn)高效率運(yùn)行。

關(guān)鍵詞：整流器;諧振;軟開關(guān);開關(guān)損耗;脈沖寬度調(diào)制

中圖分類號：TM 464

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

文章編號：1007-449X（2019）07-0098-08

Abstract：In order to achieve highefficiency of the conventional PWM rectifier， auxiliary resonant circuit which was in parallel with the DC bus was added in the DC link， and a resonant DC link PWM rectifier was put forward， with one auxiliary switch set in its auxiliary resonant circuit. In the process of commutation， zerovoltage switching was achieved in the main switch and zerocurrent switching was achieved in the auxiliary switch. Furthermore， the auxiliary circuit only needed to work for one time in each switching period. The commutation process of the rectifier was analyzed in detail to give out its mathematical model of auxiliary circuit loss， and the design rules were also given. The experimental results on the 10 kW prototype show that the characteristics of the experimental waveforms coincide with the theoretical analysis and the switches realize softswitching. Therefore， the rectifier can be operated with highefficiency， when it works with the highfrequency and highpower.

Keywords：rectifier; resonance; softswitching; switching loss; pulse width modulation

0?引?言

隨著電網(wǎng)對電能質(zhì)量的要求越來越高，PWM整流器已成為研究熱點(diǎn)。以直流側(cè)的儲能方法為依據(jù)，PWM整流器包括兩類：電壓型PWM整流器和電流型PWM整流器。多年來主要圍繞電壓型PWM整流器展開關(guān)于PWM整流器的研究工作，原因是其儲能效率的優(yōu)勢比較明顯。近些年，電流型PWM整流器的電感儲能效率獲得了改善[1-3]，因此電流型PWM整流器已逐漸成為研究熱點(diǎn)。

PWM整流器常以硬開關(guān)方式運(yùn)行，在開關(guān)頻率和輸出功率增大時，開關(guān)損耗會明顯增大，阻礙了PWM整流器的效率提高和在大功率場合的應(yīng)用。為改善PWM整流器的運(yùn)行效率，相關(guān)文獻(xiàn)提出了多種軟開關(guān)整流器，其共同點(diǎn)是在三相整流器橋臂和負(fù)載之間的直流環(huán)節(jié)增設(shè)輔助諧振電路。文獻(xiàn)[4-9]提出了幾種諧振直流環(huán)節(jié)電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使主開關(guān)并聯(lián)的緩沖電容的電壓周期性變化到零，實(shí)現(xiàn)了整流器橋臂上開關(guān)器件的軟開關(guān)切換，降低了開關(guān)損耗，但是這幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共同缺陷是位于直流母線的功率傳輸通道上的輔助器件的通態(tài)功率損耗會給整流器在大功率領(lǐng)域的效率提高產(chǎn)生負(fù)面影響[10-15]。文獻(xiàn)[16-17]提出了適用于電流型PWM整流器的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，限制了輔助電路的通態(tài)功率損耗，使電流型PWM軟開關(guān)整流器在大功率領(lǐng)域應(yīng)用成為可能，但是至少有2個輔助開關(guān)器件位于輔助諧振電路中，不利于簡化輔助電路控制。

隨著電流型PWM整流器被廣泛應(yīng)用和受到越來越多的關(guān)注，研究出高性能諧振直流環(huán)節(jié)電流型PWM軟開關(guān)整流器是有重要意義的。本文提出了一種單開關(guān)輔助換流的諧振直流環(huán)節(jié)電流型PWM零電壓開關(guān)整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，文中詳細(xì)分析了電路在1個開關(guān)周期內(nèi)的換流過程，給出了參數(shù)設(shè)計(jì)規(guī)則和輔助諧振電路損耗的數(shù)學(xué)模型，最后利用實(shí)驗(yàn)結(jié)果來驗(yàn)證該新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)良性能。

1?電路工作過程分析

1.1?電路結(jié)構(gòu)

在圖1中，輔助諧振電路位于整流器橋臂和直流濾波電感之間，而且整流器橋臂上的各主開關(guān)兩端都并聯(lián)了緩沖電容CS。輔助諧振電路包括輔助開關(guān)Sa，諧振電感Lr，諧振電容Cr，輔助二極管Da和Db。在分析電路時，作以下假設(shè)[18-19]：①各器件工作于理想狀態(tài);②因?yàn)橹C振電感值遠(yuǎn)小于直流濾波電感值，在一個開關(guān)周期內(nèi)，負(fù)載可等效為恒流源。電壓和電流的正方向如圖1中的箭頭所示。

1.2?整流器主電路的控制方法

為提高整流器的功率因數(shù)，采用文獻(xiàn)[20]中介紹的電流型整流器三電平PWM控制方法，具體方法詳見文獻(xiàn)[20]，其基本思路是根據(jù)輸入到整流器的相位差為π/3的三相正弦電壓波形的過零點(diǎn)和波形的交點(diǎn)，劃分出若干個控制時區(qū)。在每個控制時區(qū)內(nèi)，各相電壓的大小關(guān)系是固定的，整流器處于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時，其中輸入相電壓為最大正值的那相對應(yīng)的整流器上橋臂的開關(guān)器件一直處于開通狀態(tài)，上橋臂的其余2個開關(guān)器件一直處于關(guān)斷狀態(tài);整流器下橋臂的3個開關(guān)器件依據(jù)使整流器輸出電壓在每個開關(guān)周期從最大值逐漸切換到最小值的原則來交替導(dǎo)通。在每個開關(guān)周期內(nèi)，整流器的輸出電壓u0在3個不同數(shù)值之間切換，在輸出電壓從高電壓切換到低電壓的過程中，因?yàn)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)的主開關(guān)并聯(lián)的緩沖電容被正向充電，處于關(guān)斷狀態(tài)的開關(guān)器件承受反壓，這樣整流器橋臂上的開關(guān)器件在開通時可以自然實(shí)現(xiàn)零電壓開通。但是在進(jìn)入一個新的開關(guān)周期時，整流器輸出電壓需要從最小值切換到最大值，在從最小值切換到最大值的過程中，需要輔助諧振電路工作，為將要開通的主開關(guān)提供零電壓開通條件。由此可見在整流器采用這種三電平PWM控制方法的工作過程中，輸出電壓在每個開關(guān)周期從零切換到最大值時才要求輔助電路工作，促進(jìn)了整流器的效率提高。

1.3?電路的工作流程

a相和b相之間的線電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)的瞬時值用Ui表示，設(shè)從S1和S4處于導(dǎo)通的狀態(tài)變化到S1和S6處于導(dǎo)通的狀態(tài)時，輸出電壓從最小值變化到最大值。圖2給出了理論波形圖，圖3給出了每個流程的等效電路圖。在圖2中，-U1=uCr（t1）為諧振電容Cr的初始穩(wěn)態(tài)電壓值，-U2=uCr（t2）為諧振電壓閾值（諧振開始時刻的諧振電壓值），U3為諧振電壓的最大值，-U4=uCr（t5）為換流過程結(jié)束之后的諧振電容Cr的穩(wěn)態(tài)電壓值，I1和I2分別為諧振電流正向和反向最大值，-I3=iLr（t4）為流程6開始時刻的諧振電流值。

工作流程：

1）流程1（t～t0）：電路處于穩(wěn)態(tài)，交流電源停止向直流側(cè)轉(zhuǎn)移電能，直流側(cè)輸出端的電壓值等于零。

2）流程2（t0～t1）：在t0時刻，關(guān)斷S1，然后電流開始流過CS1，CS3和CS5，電路中的等效電容Ceq1等于3CS，在t1時刻，當(dāng)整流器的輸出電壓u0反向增加到U1時，流程2結(jié)束，此時S1的端電壓uS1=-U1。

S1關(guān)斷瞬間的電壓變化率為

該流程的持續(xù)時間為

3）流程3（t1～t2）：在t1時刻，電流流向Db和Cr，Cr的端電壓uCr與u0相等，電路中的等效電容Ceq2等于3CS+Cr。在t2時刻，當(dāng)u0反向增加到U2時，流程3結(jié)束，此時uS1=-U2。U2的取值應(yīng)保證在接下來的諧振過程中uCr的正向電壓值能達(dá)到整流器輸入線電壓的最大瞬時值Uimax，使整流器橋臂上的開關(guān)器件在開通前，其并聯(lián)的緩沖電容的端電壓不小于零，即開關(guān)器件開通前要承受與將流過的電流的方向相反的電壓，這樣就可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件開通時，其并聯(lián)的緩沖電容電壓先降到零以后，電流才開始流過開關(guān)器件，完成零電壓開通。

該流程的持續(xù)時間為

4）流程4（t2～t3）：在t2時刻，關(guān)斷S4，同時開通Sa，然后電流開始流向6個緩沖電容，3CS/2+Cr為電路中的等效電容Ceq3，Ceq3與Lr發(fā)生諧振，Lr和Cr被充電，iLr開始正向增大，uCr繼續(xù)反向增大，當(dāng)iLr增大到Idc時，uCr反向增大到最大值U3，uS1達(dá)到反向最大值（U2+U3）/2，uS6達(dá)到反向最大值（Ui+U3）/2。然后Cr開始放電，Lr繼續(xù)處于充電狀態(tài)，iLr繼續(xù)處于正向增大的過程，uCr處于反向減小的過程，在uCr變化到零的時刻，iLr達(dá)到最大值I1。接下來Lr進(jìn)入到放電狀態(tài)，Cr被充電，iLr開始從最大值正向減小，uCr開始從零正向增大，當(dāng)uCr增大到設(shè)定值U2時，uS1和uS6都不小于零。當(dāng)iLr減小到Idc時，uCr和u0增大到最大值U3，uS1達(dá)到正向最大值（U3-U2）/2，uS6也達(dá)到正向最大值（U2+U3-2Ui）/2，然后iLr繼續(xù)減小，uCr和u0開始從U3減小，uS1和uS6也開始減小。在t3時刻，當(dāng)uCr和u0降低為U2，uS1降低為零，uS6比零大，iLr降低為零時，使S1和S6完成開通動作，并使Sa完成關(guān)斷動作，S1和S6取得了零電壓開通，Sa取得了零電流關(guān)斷，流程4結(jié)束。

6）流程6（t4～t5）：在t4時刻，電流開始流過S6，此時整流器輸出電壓u0從2Ui-U2突增為Ui，uCr仍然等于2Ui-U2，Db因瞬間承受反向電壓U2-Ui而截止。因?yàn)殡娏髁鬟^S6之前，uS6先減小到零，所以實(shí)現(xiàn)了S6的零電壓開通。從t4時刻開始，Cr與Lr繼續(xù)發(fā)生諧振，Lr繼續(xù)處于吸收電能的過程，Cr仍然處于釋放出電能的過程，iLr以I3為起點(diǎn)仍然處于反向增大的狀態(tài)，uCr以（2Ui-U2）為起點(diǎn)仍然處于減小的狀態(tài)，在uCr變化到零的同時，iLr反向變化到最大值I2。然后Lr進(jìn)入到釋放電能狀態(tài)，Cr進(jìn)入到反向吸收電能狀態(tài)，iLr將處于反向減小的狀態(tài)，uCr將處于反向增大的狀態(tài)。在t5時刻，uCr在反方向上變化達(dá)到U4，iLr反向變成零，流程6結(jié)束。然后電路將處于S1和S6導(dǎo)通的穩(wěn)態(tài)。

1.4?設(shè)計(jì)規(guī)則

1）為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)S1和S4的零電壓軟關(guān)斷，當(dāng)負(fù)載電流Idc達(dá)到最大值Idcmax時，其關(guān)斷瞬間的電壓變化率不能超過設(shè)定值A(chǔ)，要滿足

2）為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)S1和S6的零電壓開通，諧振開始時刻的uCr的絕對值U2應(yīng)等于整流器輸入線電壓瞬時值的最大值Uimax，確保S1和S6開通前，其承受電壓的方向不與將要流過的電流方向相同，要滿足

3）為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)Sa的零電流關(guān)斷，Sa的觸發(fā)脈沖的占空比ρSa應(yīng)滿足

式中T為開關(guān)周期。由式（23）可知，在其他參數(shù)確定以后，輔助開關(guān)Sa的觸發(fā)脈沖的占空比ρSa為固定值，使輔助電路控制簡單化。

4）為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)Sa零電流開通，其開通瞬間的電流變化率不能超過設(shè)定值B，要滿足

5）為在全負(fù)載范圍內(nèi)保證開關(guān)器件和二極管不被損壞，諧振電流iLr最大值I1應(yīng)不超過開關(guān)器件和二極管允許流過的最大電流值IDmax，需要滿足

6）為在全負(fù)載范圍內(nèi)保證開關(guān)器件和二極管不被損壞，諧振電容電壓uCr的最大值U3應(yīng)不超過開關(guān)器件和二極管允許承受的最大電壓值UDmax，需要滿足

2?輔助電路損耗分析

設(shè)開關(guān)器件處于導(dǎo)通狀態(tài)時的壓降用VCE表示，二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)時的壓降用VEC表示，開關(guān)切換頻率用fc表示。為簡化計(jì)算，取Ui=U2=Uimax，另外因?yàn)镃S，Cr與Lr的內(nèi)阻很小，為簡化計(jì)算，忽略CS，Cr與Lr的內(nèi)阻損耗。

根據(jù)式（32）至式（34）可知Lr，Cr和CS增大時，會使輔助電路損耗增大。

3?參數(shù)設(shè)計(jì)

已知參數(shù)：輸出功率P0=10 kW，負(fù)載電阻Rdc=25 Ω，交流側(cè)輸入線電壓最大瞬時值Uimax=537 V，諧振電容的初始電壓值U1=500 V，開關(guān)頻率fc=10 kHz，直流側(cè)輸出直流電壓UDC=500 V，開關(guān)器件關(guān)斷瞬間的設(shè)定電壓變化率A=200 V/s，開關(guān)器件開通瞬間的設(shè)定電流變化率B=20 A/s，開關(guān)器件和二極管允許流過的最大電流值和允許承受的最大電壓值分別為IDmax=100 A，UDmax=600 V，整流器交流側(cè)輸入線電壓有效值U0=380 V，額定負(fù)載電流Idcmax=20 A。

具體設(shè)計(jì)過程：

為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)S1和S4的零電壓軟關(guān)斷，根據(jù)式（20）和式（21）得到

根據(jù)CS與輔助電路損耗的變化關(guān)系，CS取較小值，取CS=0.039 F。

為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)S1和S6的零電壓開通，根據(jù)式（22）得到諧振電容的電壓閾值為

為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)Sa的零電流開通，根據(jù)式（24）得到

根據(jù)Lr與輔助電路損耗的變化關(guān)系，理論上應(yīng)取LrLrmin=27 H，這樣Sa開通瞬間的電流變化率剛好等于設(shè)定值。但是考慮到環(huán)境溫度對電感值的實(shí)際影響，為確保Sa開通瞬間的電流變化率不超過設(shè)定值，需要留有一定的裕量，實(shí)際上取Lr=1.1×Lrmin≈30 H。

為在全負(fù)載范圍內(nèi)保證開關(guān)器件和二極管不被損壞，將CS=0.039 F，Lr=30 H，U2=537 V和Idcmax=20 A代入到式（25）和式（26）得到0.11 F≤Cr≤0.57 F。（38）

根據(jù)Cr與輔助電路損耗的變化關(guān)系，Cr取較小值，取Cr=0.15 F。

為在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)Sa的零電流關(guān)斷，將CS=0.039 F，Cr=0.15 F，Lr=30 H，U2=537 V，T=100 s和Idcmax=20 A代入到式（23），得到Sa的觸發(fā)脈沖的占空比為

為限制諧振換流過程的時間，將CS=0.039 F，Cr=0.15 F，Lr=30 H，U1=500 V，U2=537 V，T=100 s和Idcmax=20 A代入到式（27）得到

因此，當(dāng)負(fù)載電流滿足3A≤Idc≤20 A，1.5 kW≤P0≤10 kW時，能滿足軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件和相關(guān)的設(shè)計(jì)規(guī)則。至此，參數(shù)設(shè)計(jì)完畢。

4?實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖4（a）為iLr和uCr在1個開關(guān)周期內(nèi)的實(shí)驗(yàn)波形，此時輸入線電壓瞬時值達(dá)到最大瞬時值537 V，可以看出實(shí)驗(yàn)波形符合圖2所示的理論波形的變化趨勢，從實(shí)驗(yàn)波形能看出iLr的正向峰值電流接近70 A，反向峰值電流接近40 A，uCr的正反向峰值電壓接近600 V，與用式（6）、式（7）和式（17）計(jì)算出的理論值大致吻合。圖4（b）和圖4（c）分別為在滿載和輕載下，主開關(guān)S1發(fā)生切換時的電壓uS1和電流iS1的實(shí)驗(yàn)波形，滿載時負(fù)載電流Idc等于20 A，輕載時負(fù)載電流Idc等于3 A，在滿載條件下，S1發(fā)生關(guān)斷動作時，uS1反向增大，且變化率約為170 V/s;在輕載條件下，S1關(guān)斷時，uS1以較低變化率約25 V/s反向增大，所以輕載和滿載時都實(shí)現(xiàn)了S1的零電壓軟關(guān)斷。如圖4（b）和圖4（c）所示，iS1發(fā)生變化前，uS1降低為零，所以輕載和滿載時S1處于零電壓開通狀態(tài)。圖4（d）為Sa發(fā)生切換時的電壓uSa和電流iSa的實(shí)驗(yàn)波形，iSa的變化率較低，Sa處于零電流軟開通狀態(tài);uSa反向變化前，iSa保持為零，Sa處于零電流關(guān)斷狀態(tài)。圖4（e）為電流型硬開關(guān)整流器下橋臂主開關(guān)S6進(jìn)行切換動作時，S6承受的電壓uS6和流過S6的電流iS6的實(shí)驗(yàn)波形，如圖4（e）所示，S6發(fā)生切換動作時，uS6和iS6在切換瞬間同時發(fā)生突變，波形出現(xiàn)尖峰和振蕩，這將產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗。

將本文提出的電流型軟開關(guān)整流器與電流型硬開關(guān)整流器和文獻(xiàn)[16]提出的電流型軟開關(guān)整流器進(jìn)行了效率測試。測試時，三種整流器均采用三電平PWM控制策略，保持整流器直流側(cè)輸出直流電壓500 V，改變輸出功率是通過改變負(fù)載電阻值實(shí)現(xiàn)的。圖5給出了效率測試曲線，可以看出在2 kW至10 kW的輸出功率范圍內(nèi)，本文提出的電流型軟開關(guān)整流器的效率最高。在輸出功率達(dá)到額定值10 kW時，本文提出的軟開關(guān)整流器的效率為98.4%，比硬開關(guān)整流器高2.3%，比文獻(xiàn)[16]提出的電流型軟開關(guān)整流器高0.9%，驗(yàn)證了本文提出的電流型軟開關(guān)整流器在效率方面的優(yōu)良性能。

6?結(jié)?論

提出了一種具有較高實(shí)用性的電流型零電壓開關(guān)整流器，其僅含1個輔助開關(guān)，電路結(jié)構(gòu)簡單，在采用三電平PWM控制策略時，輔助諧振電路在每個開關(guān)周期僅運(yùn)行1次，而且輔助開關(guān)的觸發(fā)脈沖占空比可以取固定值，這樣既使輔助諧振電路的控制變簡單，又最大程度地降低了輔助諧振電路損耗，有利于提高效率。通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果得到以下結(jié)論：

1）在輕載和滿載時，整流器的開關(guān)器件都完成了軟切換;

2）與硬開關(guān)整流器和同類型的電流型軟開關(guān)整流器相比，在輸出功率2 kW～10 kW范圍內(nèi)，本文提出的軟開關(guān)整流器在效率上具有優(yōu)勢，在額定負(fù)載下，本文提出的軟開關(guān)整流器效率達(dá)到98.4%，而且在輸出功率增大時，效率提高更明顯。

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（編輯：劉素菊）