淺析PDM發(fā)射機(jī)的脈寬調(diào)制信號

王宏生

內(nèi)蒙古新聞出版廣電局東烏732發(fā)射臺 內(nèi)蒙古 東烏珠穆沁旗 026300

就中波廣播發(fā)射機(jī)技術(shù)發(fā)展而言，每一次革命性的進(jìn)步，幾乎都與其調(diào)制技術(shù)方案創(chuàng)造性的革新密切地聯(lián)系著。特別是近20年來，隨著全固態(tài)中波廣播發(fā)射機(jī)以PDM、PSM、DM 等調(diào)制技術(shù)為核心的研發(fā)與廣泛的應(yīng)用，在降低發(fā)射機(jī)運(yùn)行和維護(hù)成本、提高發(fā)射機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)行能力、改善各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)等方面都取得了很好的社會效益和經(jīng)濟(jì)效益。

本文以全固態(tài)1KW 脈寬調(diào)制（PDM）廣播發(fā)射機(jī)為例，對其調(diào)制信號波形的產(chǎn)生并重點(diǎn)對其在兩個輸入信號變化的情況下，比較器輸出波形變化的分析并借此進(jìn)一步提高對同類型中波發(fā)射機(jī)的調(diào)制信號性質(zhì)的認(rèn)識。

中波廣播發(fā)射機(jī)采用PDM 脈沖寬度調(diào)制，其優(yōu)點(diǎn)是很突出的：一是提高了效率，各級音頻放大單元，由原來工作在甲乙類或乙類變?yōu)楣ぷ髟陂_關(guān)狀態(tài)，使得整機(jī)工作效率可達(dá)到78%左右。二是對噪聲抵抗能力的增強(qiáng)，因?yàn)樵谀M音頻信號“數(shù)字化”后，音頻通路處理的只有“0”或“1”，噪聲只有在強(qiáng)到足以將邏輯1 改變?yōu)檫壿?或?qū)⑦壿? 改變?yōu)檫壿? 時(shí)，才能對數(shù)字信號產(chǎn)生影響。讓信號保持為數(shù)字形式可將噪聲影響降到最小。三是不再使用調(diào)幅變壓器和調(diào)幅阻流圈，不但減少了失真環(huán)節(jié)，也極大的減輕了整機(jī)重量。

在電子技術(shù)中，產(chǎn)生PDM 信號的技術(shù)方案較多，對于中波廣播發(fā)射機(jī)而言，現(xiàn)在通用的是“三角波比較法”。這里需要說明的是，在采用“三角波比較法”PDM 技術(shù)方案中，三角波輸出的是一個固定頻率，其采用頻率的高、低與其相比較的音頻上限頻率有密切的關(guān)系，如在中波廣播中音頻上限取到9KHz 時(shí)，三角波頻率采用80KHz。如果音頻上限取到20KHz 時(shí)，則三角波頻率應(yīng)達(dá)到200KHz 左右。

如圖1所示，一個音頻+直流與三角波形成調(diào)制信號的實(shí)用電路。音頻+直流信號與三角波信號經(jīng)由LM319 構(gòu)成的高速比較器對兩個輸入電平進(jìn)行比較。其比較邏輯是：當(dāng)比較器“+”端（4腳）的電平高于“+”端（5 腳）時(shí)，比較器（12腳）輸出一個+15V 的“高電平”；當(dāng)比較器“+”端（4 腳）的電平小于“-”端（5 腳）時(shí)，則比較器（12 腳）輸出一個0V 的“低電平”?？梢?，通過比較器將輸入的音頻信號+直流信號電平與三角波發(fā)生器輸出的三角波電平的大小相比較，然后由比較器輸出一串周期固定但占空比變化的方波串信號。

圖1

在對脈寬調(diào)制信號具體分析之前，需要先了解表述脈寬調(diào)制信號的一個重要參數(shù)——占空比q（q=tw/T）。式中tw 脈沖寬度，T 為脈沖波的周期。在這里脈沖寬度tw 是指脈沖的高電平的持續(xù)時(shí)間。以下結(jié)合圖2所示波形，比較器正向輸入端在輸入直流時(shí)，分析其輸出脈寬調(diào)制信號波形的變化，并重點(diǎn)討論在三角波電平和頻率不變的條件下，在圖3、圖4所示的音頻電平的“變化”時(shí)，比較器輸出的脈沖占空比變化的情況并由此產(chǎn)生的影響。

1 比較器正向端輸入直流信號時(shí)的情況

圖2

如圖2所示，沒有輸入的音頻信號，在比較器的正向輸入端只有直流信號時(shí)，由于直流電平交于三角波電平變化的中點(diǎn)，比較器輸出端得到周期T 與三角波周期相同，tw 為T 的50%時(shí)，即占空比q=0.5 等寬的方波脈沖串。實(shí)際應(yīng)用電路中，雖然在發(fā)射機(jī)的功率控制端給出是一個0V～10V 的功率控制電壓，但經(jīng)調(diào)制板上的直流+音頻電路優(yōu)化處理后，輸入到比較器的直流電壓約為2.4V 左右，據(jù)此圖2所示的表示直流（3V）的直線也應(yīng)相應(yīng)的下移，使占空比維持在q=0.4，即一個周期T 內(nèi)，脈沖tw 持續(xù)的時(shí)間只占一個周期時(shí)間的40%左右。此后，在加入音頻信號后，受音頻信號的“調(diào)制”，比較器輸出的是周期T 不變，而占空比q 隨輸入的音頻信號幅度大小而變化來表述音頻信號幅度和頻率信息的方波串信號。此時(shí)，q=0.4 的方波串就是載波狀態(tài)時(shí)的一個完整信息的表述。

2 比較器正向端輸入直流+音頻信號時(shí)的情況

圖3

圖4

圖3、圖4分別所示的是：當(dāng)音頻信號頻率上限分別取10KHz 和2.5KHz 時(shí)，且當(dāng)三角波頻率為固定80KHz 時(shí)，比較器輸出的脈寬調(diào)制的方波串示意圖。為討論方便起見，我們把比較器輸出方波的占空比定為q=0.5，這并不影響發(fā)射機(jī)在q=0.4 工作時(shí)其討論結(jié)果的準(zhǔn)確性。為什么實(shí)用中占空比q 取到0.4，稍后再做一說明。

由圖3、圖4所示可見，當(dāng)音頻信號的峰—峰電平略小于三角波的峰—峰電平時(shí)，即在占空比0＜q＜1（q=t/T）的情況下，比較器輸出的脈寬調(diào)制信號脈沖串，完全可以假定此時(shí)輸出的脈寬調(diào)制信號對應(yīng)于100%的調(diào)制度，并基本判定此時(shí)的占空比q 的變化：一是當(dāng)直流+音頻信號在音頻信號正峰時(shí)占空比q 絕不會大于1，二是當(dāng)直流+音頻信號在音頻信號負(fù)峰時(shí)占空比q 絕不會小于0。此時(shí)，比較器輸出的是一個周期“可辯”可用的脈沖串。

當(dāng)占空比q 出現(xiàn)等于1 或0 的情況時(shí)，比較器輸出的脈寬調(diào)制信號是怎樣的呈現(xiàn)呢？先看一下占空比q=1 的情況：從占空比表達(dá)式q=tw/T 可知，當(dāng)占空比q=1，即當(dāng)tw=T 時(shí)，從比較器的輸入波形來看，意味著輸入音頻信號的正峰恰好處在輸入三角波頂部的拐點(diǎn)處；當(dāng)占空比q=0，即當(dāng)tw=0 時(shí)，則意味著輸入音頻信號的負(fù)峰恰好處在輸入三角波底部的拐點(diǎn)處。這樣，結(jié)合圖3、圖4所示，可以得出以下結(jié)論：當(dāng)q=1 時(shí)，在輸入音頻信號的正峰時(shí)，比較器輸出脈沖的前后高電平將會連在一起，特別在輸入的音頻信號頻率較低時(shí)，這種現(xiàn)象則更為明顯（參考圖4所示）；當(dāng)q=0 時(shí)，在輸入音頻信號的負(fù)峰時(shí)，比較器輸出脈沖將會變得非?！罢?，如果“窄”到一定程度并考慮脈沖波的前后沿特點(diǎn)和所用比較器性能，前后的一些“窄脈沖”將會丟失，特別在輸入的音頻信號頻率較高時(shí)，這種現(xiàn)象則尤為明顯（參考圖3所示）。顯然，如果輸入音頻信號的超出三角波的拐點(diǎn)時(shí)，上述現(xiàn)象則將更為嚴(yán)重。事實(shí)上，這兩種情況的出現(xiàn)，都將導(dǎo)致調(diào)制信號不可用。

以上是基于占空比q=0.5 條件下的分析結(jié)果，但在實(shí)際應(yīng)用中占空比q 一般要求設(shè)在0.4 左右。把占空比q 設(shè)在0.4 左右，比照上面的分析方法，可以發(fā)現(xiàn)把占空比q 設(shè)為0.4，當(dāng)音頻信號過大時(shí)，可以在一定程度上避免比較器輸出脈沖頂部連成一片，實(shí)際上是提高了正峰調(diào)制能力。在實(shí)際工作中把占空比q 從0.5 調(diào)到0.4，只不過是在發(fā)射機(jī)載波狀態(tài)下，將輸入到比較器3V 的直流電平降至2.4V 左右的結(jié)果。

從上面的分析過程來看：要想使比較器輸出一個可用的脈寬調(diào)制方波串，應(yīng)對輸入的音頻信號與三角波信號兩者之間相對幅度大小，要有一個相對值來對其進(jìn)行約束，從實(shí)測結(jié)果來看，相對值不會超過95%。此外，在實(shí)際工作中為提高調(diào)制度而采取一味的增大輸入音頻信號的電平的辦法，也不是一個嚴(yán)謹(jǐn)?shù)倪x擇。