車載充電電源DC/DC變換器數(shù)字控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)＊

鄭征 秦熙東 陶海軍

（河南理工大學(xué)，焦作 454000）

主題詞：車載充電電源 DC/DC變換器 數(shù)字峰值電流控制 斜坡補(bǔ)償 自動(dòng)死區(qū)控制

1 前言

電動(dòng)汽車具有能源利用率高、無污染等優(yōu)點(diǎn)[1]。可充電汽車電池組通過充電電源接入電網(wǎng)，車載充電電源主要有兩種拓?fù)洌阂环N是不控整流電路隔離DC/DC變換器，該拓?fù)渲C波高，功率因數(shù)不能滿足要求；另一種是加入有源功率因數(shù)校正的隔離DC/DC變換器，其中AC/DC變換器能實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，提高系統(tǒng)功率密度。DC/DC變換器作為車載充電電源的關(guān)鍵能量轉(zhuǎn)換部分直接影響其效率[2]。移相全橋（Phase Shifted Full Bridge，PSFB）拓?fù)溆捎谄涓咝省⒏吖β拭芏群鸵讓?shí)現(xiàn)軟開關(guān)（Zero Voltage Switch，ZVS）等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于車載充電電源領(lǐng)域[3]。

常用的PSFB DC/DC變換器有兩種：一是電壓控制型，其設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，抗干擾能力強(qiáng)，但存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢和軟開關(guān)范圍受限等問題[4]；二是電流控制型，分為平均電流控制型和峰值電流控制型。平均電流控制型抗噪聲性能好，但雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等參數(shù)設(shè)計(jì)、調(diào)試很復(fù)雜；峰值電流控制型采用雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、改善變壓器偏磁和過載保護(hù)電路簡(jiǎn)單等優(yōu)勢(shì)[5]，但在占空比D＞0.5時(shí)，出現(xiàn)次諧波振蕩現(xiàn)象[6]。

模擬控制芯片存在溫漂、控制參數(shù)固定和響應(yīng)速度慢等缺點(diǎn)。數(shù)字控制參數(shù)配置靈活，可調(diào)整死區(qū)時(shí)間Td，避免了模擬控制條件下死區(qū)時(shí)間固定導(dǎo)致輕載時(shí)軟開關(guān)困難的問題。文獻(xiàn)[7]只在數(shù)字控制單電壓環(huán)下進(jìn)行了分析與設(shè)計(jì)；文獻(xiàn)[8]提出用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)平均電流模式PSFB軟開關(guān)，抗噪聲性能好，但電壓內(nèi)環(huán)與外環(huán)的兩套參數(shù)配合調(diào)試復(fù)雜；文獻(xiàn)[9]給出了電流峰值控制PSFB方案，但未開展死區(qū)時(shí)間方面的研究；文獻(xiàn)[10]給出了動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間的PSFB DC/DC變換器控制方案，但沒能實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制。

本文設(shè)計(jì)了新型PSFB DC/DC ZVS脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）變換器，變壓器原邊加入箝位二極管，副邊采用同步整流（Synchronous Rectification，SR）技術(shù)。采用數(shù)字峰值電流移相控制，引入斜坡補(bǔ)償，避免了次諧波振蕩現(xiàn)象，分析了數(shù)字PWM實(shí)現(xiàn)機(jī)理，并提出自動(dòng)死區(qū)控制技術(shù)。最后，設(shè)計(jì)了其硬件電路，實(shí)現(xiàn)了寬范圍的軟開關(guān)，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和抗干擾能力，提高了電源效率。

2 車載充電電源DC/DC變換器

2.1 車載充電電源的充電方式

目前，車載充電電源有恒流-恒壓充電、變電流間歇充電和多段恒流充電等多種充電方式[11]。其中，恒流-恒壓充電先大電流恒流再恒壓充電，其充電曲線如圖1所示，既避免了電流過充現(xiàn)象，又減小了析氣量。恒流模式下，變換器輸出電壓在很寬的范圍內(nèi)變化。恒壓模式下，變換器輸出電流從滿載逐漸降至零，為了保持良好的軟開關(guān)特性，同橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間Td相應(yīng)增加。

圖1 恒流-恒壓充電模式

2.2 DC/DC變換器主電路

圖2給出了新型帶箝位二極管的PSFB ZVS PWM DC/DC變換器主電路拓?fù)洹Ｆ漭斎腚妷簽閂in，開關(guān)頻率為fs=100 kHz，采用MOSFET組成全橋開關(guān)管Q1～Q4。圖2中，Lr為諧振電感，C1～C6分別為Q1～Q6上的結(jié)電容，Lf和Cf形成輸出濾波器，變壓器的變比為N，該拓?fù)涞膬?yōu)勢(shì)在于變壓器原邊加入箝位二極管D5和D6，抑制了變壓器副邊的電壓振蕩，同時(shí)，變壓器副邊引入SR技術(shù)，采用MOSFET組成SR管Q5和Q6，降低了整流管的導(dǎo)通損耗。

圖2 PSFB DC/DC變換器主電路

2.3 峰值電流控制PSFB DC/DC變換器存在的問題

2.3.1 次諧波振蕩

峰值電流控制是將實(shí)際電感電流與電壓外環(huán)的輸出作比較以確定輸出的PWM波。但占空比D＞0.5時(shí)，變壓器原邊電流ip的擾動(dòng)量隨著周期的增加越來越大，最終產(chǎn)生振蕩，其振蕩頻率是開關(guān)頻率的一半，稱為次諧波振蕩。為此，引入斜坡補(bǔ)償技術(shù)，抑制次諧波振蕩。

2.3.2 軟開關(guān)范圍受限

PSFB DC/DC變換器開關(guān)過程通過諧振實(shí)現(xiàn)，因此開關(guān)管兩端電壓Vds從Vin下降到0并不是瞬間完成的。若同橋臂開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間Td過短，則Vds還未降到0即開通，開關(guān)管便失去軟開關(guān)特性；若Td過長(zhǎng)，則Vds降至0后，開關(guān)管未能及時(shí)開通，Vds通過諧振重新上升，開關(guān)管同樣失去軟開關(guān)特性。上述情況使得車載充電電源在恒壓充電模式寬負(fù)載電流變化條件下，軟開關(guān)范圍嚴(yán)重受限。為此，提出自動(dòng)死區(qū)控制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)寬范圍的軟開關(guān)。

3 峰值電流模式斜坡補(bǔ)償分析

3.1 斜坡補(bǔ)償技術(shù)

通過引入斜坡補(bǔ)償，可以避免次諧波振蕩現(xiàn)象。斜坡補(bǔ)償即從電流環(huán)控制量Ve中減去斜率為m的斜坡信號(hào)。加入斜坡補(bǔ)償后，變壓器原邊電流ip擾動(dòng)變化如圖3所示[12]。圖中，Ts為開關(guān)周期。

圖3 擾動(dòng)前、后變壓器原邊電流ip波形

由圖3可知，當(dāng)有電流擾動(dòng)時(shí)，其變化量為：

式中，ΔIn為第n個(gè)自然續(xù)流末期電流擾動(dòng)量；m1=Vin/Lr；m2=(VD+Vmos)/Lr；m3=(Vin-NVo)/(N2Lr+Lr)；mf=Vo/NLf；VD和Vmos分別為二極管和MOS管導(dǎo)通壓降；Vo為輸出電壓；m為斜坡補(bǔ)償電流的斜率。

當(dāng)有電流擾動(dòng)時(shí)，系統(tǒng)穩(wěn)定的必要條件是：

分析式（1）、式（2）可知，當(dāng)0≤m≤2m2時(shí)，對(duì)擾動(dòng)有抑制作用，當(dāng)m=2m2時(shí)，可完全抑制電流擾動(dòng)。

3.2 PSFB DC/DC變換器小信號(hào)模型

關(guān)于PSFB DC/DC變換器的小信號(hào)建模，已有學(xué)者開展過相關(guān)研究。文獻(xiàn)[13]給出了2個(gè)重要傳遞函數(shù)。

式中，R為電阻負(fù)載；Rd=2Lrfr/N2；fr=Ts/2。

3.3 反饋回路傳遞函數(shù)

在峰值電流控制模式中，有斜坡補(bǔ)償作用時(shí)，變壓器原邊電流和輸出電壓誤差的擾動(dòng)所引起的占空比變化分別如圖4、圖5所示。

圖4 原邊電流擾動(dòng)引起的占空比變化

圖5 輸出電壓誤差擾動(dòng)引起的占空比變化

變壓器原邊電流擾動(dòng)量ΔIL引起的占空比變化為ΔDL，定義Fi(s)為電流環(huán)反饋傳遞函數(shù)，Rs為等效采樣電阻。由圖4可得：

誤差電壓Ve的擾動(dòng)量ΔVe引起的占空比變化為ΔDe。由圖5可得補(bǔ)償前電壓環(huán)反饋傳遞函數(shù)為：

3.4 控制系統(tǒng)傳遞函數(shù)

加入斜坡補(bǔ)償后的峰值電流模式控制系統(tǒng)的小信號(hào)模型如圖6所示。其中，和分別為輸入電壓Vin、占空比D、輸出電感電流iL和輸出電壓Vo的小信號(hào)擾動(dòng)量，Gvg(s)為輸入電壓到輸出電壓的傳遞函數(shù)，Kvof為輸出電壓反饋系數(shù)。

圖6 峰值電流模式控制系統(tǒng)框圖

電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，即補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)Gc(s)為：

可得峰值電流控制的開環(huán)傳遞函數(shù)Go(s)為：

代入表1參數(shù)后，根據(jù)控制系統(tǒng)對(duì)開環(huán)頻率特性要求，求得PI系數(shù)為Kpi=0.524，Kii=11 900。圖7給出了電流開環(huán)傳遞函數(shù)補(bǔ)償前和補(bǔ)償后的Bode圖。補(bǔ)償前的開環(huán)截止頻率遠(yuǎn)大于開關(guān)頻率，且開環(huán)幅頻特性以-40 dB/dec穿過零分貝線，系統(tǒng)非常不穩(wěn)定。經(jīng)補(bǔ)償后，開環(huán)幅頻特性以-20 dB/dec穿過零分貝線，截止頻率10.22 kHz，相角裕度為164°，系統(tǒng)穩(wěn)定。

用梯形求和近似積分環(huán)節(jié)，兩點(diǎn)之差近似微分環(huán)節(jié)的方法，將模擬PID離散化得到數(shù)字PID控制器，并通過調(diào)用DSP TMS320F28027中CNTL_2P2Z宏模塊來實(shí)現(xiàn)電壓環(huán)數(shù)字PI控制。此宏模塊通過使用雙極點(diǎn)、雙零點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)二階控制。

4 數(shù)字式PSFB DC/DC變換器軟件設(shè)計(jì)

4.1 峰值電流數(shù)字控制系統(tǒng)

微控制器選用TI的TMS320F28027，因其具有高級(jí)片載控制外設(shè)，包括增強(qiáng)型模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog to Digital Converter，ADC）、片載模擬比較器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器（Digital to Analog Converter，DAC）和高精度PWM發(fā)生器。此外，其還具有獨(dú)特的可編程片載斜坡補(bǔ)償器，可提供至少0.04 μV/s的斜坡補(bǔ)償，同時(shí)可通過軟件調(diào)整死區(qū)時(shí)間Td，實(shí)現(xiàn)寬范圍的軟開關(guān)。

圖7 電流開環(huán)Bode圖

數(shù)字峰值電流控制系統(tǒng)如圖8所示。設(shè)置ePWM1A和ePWM1B驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q1和Q4、ePWM2A和ePWM2B驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q2和Q3、ePWM4A和ePWM4B驅(qū)動(dòng)SR管Q5和Q6。

圖8 數(shù)字峰值電流控制系統(tǒng)

4.2 自動(dòng)死區(qū)控制技術(shù)

圖9給出了新型PSFB DC/DC變換器半個(gè)周期的工作波形，依次為開關(guān)管Q1～Q4的驅(qū)動(dòng)波形、原邊電流ip、諧振電感電流iLr、原邊2個(gè)橋臂中點(diǎn)間的電壓VAB和副邊電壓Vr。其中，同橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間為Td。

圖9 DC/DC變換器工作波形

(t0,t1)時(shí)間范圍內(nèi)等效電路如圖10所示，t0時(shí)刻，關(guān)斷開關(guān)管Q1，此時(shí)諧振電感Lr、開關(guān)管Q1結(jié)電容C1和開關(guān)管Q4結(jié)電容C4以及SR管Q6的結(jié)電容C6發(fā)生諧振，C1充電，C4、C6放電，ip和iLr開始下降。

此時(shí)，開關(guān)管Q1結(jié)電容C1上電壓VC1為：

圖10 (t0,t1)時(shí)刻等效電路

t1時(shí)刻，諧振結(jié)束，此時(shí)VC1=Vin，代入式（10）解得諧振過程時(shí)間Tr。且越大，Tr越小，Td也相應(yīng)縮短。

因此，可根據(jù)Io調(diào)整Td，使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)寬范圍的軟開關(guān)，稱為自動(dòng)死區(qū)技術(shù)。圖11所示為自動(dòng)死區(qū)任務(wù)流程。輸出電流采樣與ADC通道9相連接，讀取AdcResult9寄存器值即可獲取當(dāng)前負(fù)載情況。將前臂死區(qū)時(shí)間計(jì)數(shù)值Tlead與滯后臂死區(qū)時(shí)間計(jì)數(shù)值Tlag分別賦值給ePWM1、ePWM2模塊的死區(qū)發(fā)生器上升沿延時(shí)寄存器DBRED和下降沿延時(shí)寄存器DBFED，即可實(shí)現(xiàn)超前臂、滯后臂的死區(qū)時(shí)間自動(dòng)調(diào)節(jié)。

圖11 自動(dòng)死區(qū)任務(wù)流程

4.3 數(shù)字PWM的實(shí)現(xiàn)機(jī)理

移相PWM信號(hào)產(chǎn)生機(jī)理如圖12所示，片載模擬比較器將變壓器初級(jí)電流與斜率補(bǔ)償峰值電流基準(zhǔn)相比較,比較器輸出至PWM發(fā)生器。設(shè)ePWM1模塊運(yùn)行在增減計(jì)數(shù)模式，其他PWM模塊運(yùn)行在遞增計(jì)數(shù)模式。

圖12 數(shù)字PWM的實(shí)現(xiàn)機(jī)理

進(jìn)入中斷后即檢測(cè)ePWM1模塊時(shí)基控制寄存器TBCTL的計(jì)數(shù)模式：當(dāng)檢測(cè)到TBCTL為遞增模式時(shí)，ePWM2A強(qiáng)制復(fù)位，ePWM2B經(jīng)自動(dòng)死區(qū)時(shí)間后置位；TBCTL為遞減模式時(shí)，ePWM2B強(qiáng)制復(fù)位，ePWM2A經(jīng)自動(dòng)死區(qū)時(shí)間后置位。如此交替工作，實(shí)現(xiàn)ePWM2模塊相對(duì)ePWM1模塊的移相控制。

SR管Q5（Q6）的驅(qū)動(dòng)信號(hào)由超前橋臂Q4（Q1）和滯后橋臂Q2（Q3）的驅(qū)動(dòng)信號(hào)取“或”邏輯得到，這樣負(fù)載電流流過SR管溝道的時(shí)間占比最高，總體的導(dǎo)通損耗最小。

5 數(shù)字式PSFB DC/DC變換器硬件設(shè)計(jì)

5.1 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

Q5和Q6的柵極接于輸出電壓GND端，因此以GND為參考驅(qū)動(dòng)電路。選取驅(qū)動(dòng)芯片為高速雙MOS管驅(qū)動(dòng)器UCC27324，可向容性負(fù)載提供大的峰值電流，同步整流驅(qū)動(dòng)電路如圖13所示。UCC27324在MOS管開關(guān)轉(zhuǎn)換期間在Miller平坦區(qū)域提供最大4 A電流。變壓器原邊全橋開關(guān)管也通過UCC27324驅(qū)動(dòng)，但須提供變壓器隔離。

圖13 同步整流驅(qū)動(dòng)電路原理

5.2 采樣電路設(shè)計(jì)

ip通過電流互感器后經(jīng)電阻采樣得到電壓信號(hào)，送入AD采樣端口。電流互感器選用匝比為1∶100的PE63587。圖14所示為變壓器初級(jí)電流采樣電路。

圖14 變壓器初級(jí)電流采樣電路

圖15所示為輸出電壓采樣電路，電壓傳感器選用LEM公司的LV25-P。其傳感器原邊電流額定值為l0 mA。輸出額定電壓Vo=12 V，傳感器原邊串聯(lián)2個(gè)1 kΩ、6 W的限流電阻時(shí)，傳感器原邊電流In1=6 mA，轉(zhuǎn)換到傳感器副邊電流In2=15 mA?？刂破鰽/D檢測(cè)范圍為0～3.3 V，采樣電阻R3=3 V/15 mA=200 Ω。后級(jí)電路接放大倍數(shù)為1的電壓跟蹤器，運(yùn)算放大芯片采用OP27GS。12 V的輸出電壓經(jīng)過直流電阻分壓以及電壓跟蹤器，最終得到2.472 V的AD采樣輸入值。

6 試驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)車載充電電源的設(shè)計(jì)需要，搭建了PSFB DC/DC變換器試驗(yàn)平臺(tái)，主要參數(shù)如表1所示。變壓器原邊H橋開關(guān)管采用英飛凌型號(hào)為SPP20N60CFD的MOSFET模塊，SR管采用仙童半導(dǎo)體公司型號(hào)為FDP032N08的MOSFET模塊。

圖15 輸出電壓采樣電路

表1 DC/DC變換器的設(shè)計(jì)參數(shù)

如圖16所示，試驗(yàn)平臺(tái)包括示波器、PSFB DC/DC變換器、輔助電源和晶閘管整流器。負(fù)載采用2 Ω、5 kW的滑動(dòng)變阻器。首先，打開輔助電源，為變換器的隔離驅(qū)動(dòng)、DSP以及采樣系統(tǒng)供電。然后，用CCS軟件將程序復(fù)制到DSP中，經(jīng)過調(diào)試后，用晶閘管整流器給變換器提供300～500 V的直流輸入。

圖16 PSFB DC/DC變換器試驗(yàn)平臺(tái)

圖17所示為輕載時(shí)死區(qū)時(shí)間Td調(diào)整前、后滯后臂Q3的漏源極電壓VDS以及驅(qū)動(dòng)電壓VGS波形。在死區(qū)時(shí)間為1 μs時(shí)，滯后臂Q3實(shí)現(xiàn)零電壓開通困難，如圖17a所示；當(dāng)死區(qū)時(shí)間增大到2 μs時(shí)，開關(guān)管可以較好地實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，如圖17b所示。結(jié)果表明，加入自動(dòng)死區(qū)技術(shù)后實(shí)現(xiàn)了寬范圍的軟開關(guān)。

圖17 輕載時(shí)Td調(diào)節(jié)前、后滯后臂Q3軟開關(guān)波形

在額定輸入電壓Vin=400 V的情況下，圖18a所示為負(fù)載從0突變到80%時(shí)輸出電壓Vo和輸出電流Io的波形，圖18b所示為負(fù)載從80%突變到0時(shí)輸出電壓Vo和輸出電流Io的波形。從圖18分析可知，對(duì)于負(fù)載內(nèi)80%的階躍變化，可實(shí)現(xiàn)輸出峰值偏差小于額定輸出的3%，而穩(wěn)定時(shí)間在240 μs左右，具有良好的動(dòng)態(tài)性能和抗干擾能力。

圖18 負(fù)載突變時(shí)輸出電壓與輸出電流波形

不同輸入電壓下負(fù)載與效率的關(guān)系如圖19所示，變換器在最大輸入電壓500 V、額定電壓400 V和最低輸入電壓300 V時(shí)，在10%～100%負(fù)載范圍內(nèi)，系統(tǒng)效率均在95%以上，可實(shí)現(xiàn)很寬的負(fù)載電流輸出范圍，且受輸入電壓變化影響很小，滿足車載充電電源的充電要求。

圖19 不同輸入電壓下負(fù)載與效率的關(guān)系

7 結(jié)束語

本文針對(duì)電動(dòng)汽車車載充電電源的核心部分DC/DC變換器存在的問題，設(shè)計(jì)了新的PSFB DC/DC變換器控制系統(tǒng)，采用數(shù)字峰值電流模式控制，引入了斜坡補(bǔ)償，消除了次諧波振蕩。提出自動(dòng)死區(qū)控制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了寬范圍的軟開關(guān)，降低了開關(guān)損耗，提高了電源效率。試驗(yàn)表明，在10%～100%負(fù)載范圍內(nèi)，系統(tǒng)效率均在95%以上。采用基于TMS320F28027的數(shù)字移相控制，實(shí)現(xiàn)了對(duì)于負(fù)載內(nèi)80%的階躍變化，輸出峰值偏差小于額定輸出的3%，而穩(wěn)定時(shí)間小于240 μs，提高了控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和抗干擾能力。