一種新型阻抗匹配無LNA的射頻前端接收電路

王逢

【摘? 要】無線通信芯片的核心組成部分——射頻前端包含了發(fā)射和接收電路，其中射頻接收電路的核心為本振混頻器和低噪放大器。為了提高集成度，去除了低噪放大器，并提出了一種新型帶有阻抗匹配的混頻優(yōu)先接收機(jī)設(shè)計(jì)方案，使用阻抗匹配技術(shù)解決了本振噪聲問題。本電路去除了低噪放大器LNA，降低了電路復(fù)雜度，面積降低了約42%，功耗降低了約29%。本電路使用GlobalFoundries 0.18 um射頻工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)，并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，該電路達(dá)到了優(yōu)良的設(shè)計(jì)指標(biāo)。

【關(guān)鍵詞】低噪放大器;混頻器;射頻;阻抗匹配

中圖分類號(hào)：TN927

文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A? ? ? ? 文章編號(hào)：1006-1010（2019）05-0078-07

1? ?引言

隨著無線通信的快速發(fā)展，射頻電路（RF， Radio-Frequency）尤其是射頻接收機(jī)的重要性日益凸顯。接收機(jī)的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)將直接影響到整個(gè)射頻前端電路的性能。接收機(jī)一般與數(shù)字基帶進(jìn)行連接，射頻信號(hào)進(jìn)入接收機(jī)后先由低噪放大器（LNA， Low Noise Amplifier）進(jìn)行信號(hào)放大，其次再與混頻器Mixer進(jìn)行混頻操作。通常，LNA與混頻器Mixer各自獨(dú)立設(shè)計(jì)，并有各自不同的設(shè)計(jì)目標(biāo)。對(duì)于LNA而言，噪聲水平、匹配、增益與功耗需要放在設(shè)計(jì)優(yōu)化的首要目標(biāo)之中;而對(duì)于混頻器，線性度和噪聲水平則是設(shè)計(jì)優(yōu)化的首要目標(biāo)。混頻器可以分成無源混頻器（Passive）和有源混頻器（Active）。無源混頻器可以達(dá)到較好的線性度Linearity，但轉(zhuǎn)換增益（CG， Conversion Gain）較低，同時(shí)噪聲系數(shù)（NF， Noise Figure）較高，有源混頻器與之特性相反。電路設(shè)計(jì)者需要對(duì)LNA和混頻器進(jìn)行設(shè)計(jì)指標(biāo)上的權(quán)衡使接收機(jī)的各項(xiàng)性都能達(dá)到可接受的水平。

現(xiàn)在流行的設(shè)計(jì)趨勢(shì)是將接收機(jī)作為一個(gè)整體處理，以達(dá)到低噪聲、高線性度和低功耗的指標(biāo)，尤其是電流驅(qū)動(dòng)型的無源混頻器在最近得到較多研究[1-8]。其中，混頻優(yōu)先的接收機(jī)結(jié)構(gòu)可以直接在RF端口上進(jìn)行信號(hào)處理，從而降低了RF電路的復(fù)雜度，并得到較高的線性度和噪聲指標(biāo)，因此具有較高的應(yīng)用價(jià)值。但混頻優(yōu)先的接收機(jī)結(jié)構(gòu)也面臨一些較高難度的技術(shù)挑戰(zhàn)，如產(chǎn)生多相的高頻基頻信號(hào)，相應(yīng)地，本振（LO， Local Oscillator）結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)也需要進(jìn)行一些調(diào)整。

為了解決本振帶來的技術(shù)問題，本文提出了一種新型帶有阻抗匹配的混頻優(yōu)先接收機(jī)設(shè)計(jì)方案。本電路去除了低噪放大器LNA，降低了電路復(fù)雜度、面積和功耗。

2? ?技術(shù)背景

全集成RF前端有兩種架構(gòu)可選，即零中頻和滑動(dòng)中頻（sliding IF），圖1和圖2分別給出了兩種架構(gòu)：

零中頻和滑動(dòng)中頻架構(gòu)很相似，都可以實(shí)現(xiàn)全集成，復(fù)雜度也相近?；瑒?dòng)中頻利用比較高的中頻來解決鏡像干擾，中頻頻率ωIF通常為射頻信號(hào)ωRF的幾分之一。如圖2所示，ωLO1+ωLO2=ωRF，這樣兩次變頻后獲得基帶信號(hào)。ωLO1通常為2/3ωRF，ωLO2為1/3ωRF，由于中頻信號(hào)相當(dāng)高，所以鏡像干擾可以容易濾除。

零中頻架構(gòu)如表1所示：

滑動(dòng)中頻架構(gòu)如表2所示：

表1和表2列出了本征零中頻和滑動(dòng)中頻架構(gòu)的非理想因素影響及系統(tǒng)復(fù)雜度。為了讓接收機(jī)正常工作，總體上需解決靜態(tài)電流偏移、I/Q失調(diào)、鏡像干擾和本振牽引這四個(gè)問題。本振牽引出現(xiàn)在發(fā)射機(jī)上，指的是如果ωLO=ωRF，則ωLO由于PA的影響而發(fā)生偏移。根據(jù)表1和表2可知，零中頻非理想影響嚴(yán)重一些，但零中頻的缺點(diǎn)在滑動(dòng)中頻中也同樣存在?；瑒?dòng)中頻和超外差都采用兩次變頻，不同之處在于滑動(dòng)中頻只需要一個(gè)鎖相環(huán)電路，因此滑動(dòng)中頻更簡(jiǎn)單。

根據(jù)分析近幾年來關(guān)于收發(fā)機(jī)的文章可以發(fā)現(xiàn)，收發(fā)機(jī)架構(gòu)的選擇與工藝息息相關(guān)。180 nm可以說是分水嶺，180 nm以下工藝的收發(fā)機(jī)絕大部分采用零中頻架構(gòu)，而180 nm的收發(fā)機(jī)有滑動(dòng)中頻和零中頻兩種。工藝的影響主要體現(xiàn)在工作頻率，根據(jù)統(tǒng)計(jì)，許多零中頻收發(fā)機(jī)采用諧波混頻來解決本振牽引。假如ωRF=2.4 GHz，采用諧波混頻方法，VCO將產(chǎn)生一個(gè)4.8 GHz的本振頻率，因?yàn)棣豏F和ωLO頻率相差很多，所以可大大緩解本振牽引。如果采用180 nm CMOS工藝，則VCO可以工作在4.8 GHz上，而產(chǎn)生2.4 GHz只需要簡(jiǎn)單的二分頻方法。假如ωRF=5 GHz，采用諧波混頻則VCO需要工作在10 GHz上，180 nm CMOS工藝的VCO無法工作在這一頻率上。而如果采用滑動(dòng)中頻方法，則VCO要求工作在低于5 GHz頻率，這是180 nm CMOS工藝可以實(shí)現(xiàn)的。

LNA的作用在于，對(duì)天線接收到的RF信號(hào)進(jìn)行放大，顯然此電路本身的噪聲不能過大以影響誤碼率，其衡量指標(biāo)噪聲系數(shù)NF可以用以下公式進(jìn)行表示：

低噪放大器LNA電路本身的阻抗RS需要滿足RF信號(hào)阻抗匹配的要求，一般情況下匹配阻抗RS=50 Ω。公式（1）中g(shù)m1為電路中MOS管M1的阻抗，ω0為中心頻率，ωT≈gm1/Cgs1。通過調(diào)整Cgs1，所述射頻前端接收電路的放大增益在20 dB時(shí)，噪聲系數(shù)NF仍可以小于1 dB，同時(shí)S11反射系數(shù)低于-30 dB，因此在窄帶寬信號(hào)的射頻電路中可以得到良好的應(yīng)用。需要注意的是，被動(dòng)器件電感Ls和Ld片上集成實(shí)現(xiàn)會(huì)占用較大的版圖面積。

混頻器Mixer完成信號(hào)在頻域的疊加與轉(zhuǎn)換。如圖1所示，其混頻器結(jié)構(gòu)是典型的吉爾伯特Gilbert型，屬于有源Passive類型的混頻器，其轉(zhuǎn)換增益CG=2/πg(shù)m3RL，且其線性度與其他有源混頻器一樣較差。無論是電壓信號(hào)還是電流信號(hào)都可以利用混頻器進(jìn)行頻域轉(zhuǎn)換，而且電流混頻會(huì)有更好的性能。如果LNA或者天線的阻抗匹配電路可以對(duì)RF信號(hào)進(jìn)行電壓信號(hào)向電流信號(hào)的轉(zhuǎn)換，那么與之配合的混頻器結(jié)構(gòu)和性能都可以從中受益。

3? ?電路結(jié)構(gòu)

本文提出了一種新的一體式射頻前端接收電路。本電路使用阻抗匹配電路代替了傳統(tǒng)接收機(jī)中的低噪放大器LNA，并使用電流型混頻器對(duì)信號(hào)進(jìn)行混頻處理。電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，屬于雙平衡有源混頻器。本電路引入了兩個(gè)不同的供電電源信號(hào)VDD1和VDD2。RF輸入信號(hào)為差分的兩路射頻信號(hào)RFP和RFN，通過MP5、MN1和MN3以及片外的被動(dòng)器件網(wǎng)絡(luò)共同組成的阻抗匹配電路轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)，其中晶體管MN1的設(shè)計(jì)起到?jīng)Q定性作用。電流信號(hào)流經(jīng)MN3和MP5組成的隔離網(wǎng)絡(luò)后，由晶體管組MN5、MN6、MN7、MN8轉(zhuǎn)換為IQ兩路的差分中頻電流信號(hào)，如圖2所示，最終通過器件MP1、MP2、R1、R2反向轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)進(jìn)行輸出。至此，整個(gè)射頻前端接收功能完成。

通過以上電路結(jié)構(gòu)的調(diào)整，整個(gè)射頻前端電路的結(jié)構(gòu)在較大尺度上得到了簡(jiǎn)化，相應(yīng)的電路面積和功耗都有所降低。去除LNA后，此電路所面臨的技術(shù)困難在于如何利用匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)信號(hào)放大，以及避免各種噪聲對(duì)信號(hào)的影響。此電路中1/f 噪聲為影響性能的主要因素，以下將著重說明如何解決此問題。

為了降低引入的1/f 噪聲，本電路將MP5打開并置于低噪聲工作模式，在一定程度降低了四晶體管組的偏置電流，代價(jià)是整個(gè)接收機(jī)的線性度指標(biāo)，三階輸入交調(diào)點(diǎn)IIP3有所下降。當(dāng)輸入信號(hào)為高電平時(shí)，MP5將一直工作在飽和狀態(tài)。因此，本電路對(duì)此作了一些調(diào)整，當(dāng)輸入信號(hào)為高電平時(shí)，主動(dòng)關(guān)閉MP5以調(diào)整電路的線性度。此時(shí)電路工作在高線性度High Linearity模式。MN3可以起到加強(qiáng)射頻信號(hào)與本振信號(hào)之間隔離的作用。

4? ?性能分析

4.1? 阻抗匹配及放大增益

射頻信號(hào)要求此電路的輸入電阻必須為50 Ω，同時(shí)又需要輸入信號(hào)的噪聲降到最低，因此直接使用有效阻值為50 Ω的被動(dòng)器件是不可行的。將此電路的兩個(gè)差分部分分別看作單端信號(hào)輸入，下文的定量分析以RFp為例說明。由于是完全對(duì)稱的結(jié)構(gòu)，RFN與RFp完全相同，不再贅述。輸入阻抗與片外的被動(dòng)器件C1、LS1、CPAD以及片上器件MN1，Lg1有關(guān)。根據(jù)文獻(xiàn)[9]，其計(jì)算方式如下：

上式中匹配阻抗Rs=50 Ω，ωo為中心工作頻率，ωT≈gm1/Cgs1為與工藝相關(guān)的本征頻率，其中g(shù)m1為MN1的跨導(dǎo)，Cgs1為MN1的柵極電容。根據(jù)以往的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，芯片上封裝管腳的有效電容CPAD往往在100 fF左右。通過電容C1的工作電流可以通過I1=Vin/Rs計(jì)算，通過MN3的工作電流可以使用公式IMN3=（Vin/Rs）×（gm1/sC1）進(jìn)行計(jì)算，最終通過MN1轉(zhuǎn)換的RF電流iRF如下式所示：

轉(zhuǎn)換增益CG可以按照如下公式計(jì)算：

顯然，在Rs已經(jīng)固定的情況下，通過調(diào)整R1即可調(diào)整增益CG。

4.2? 噪聲性能

與上節(jié)類似，本節(jié)仍然選取差分電路的左邊作為單端電路進(jìn)行定量分析。最大的噪聲來源主要有MN1、MP5、R1以及晶體管組MN5、MN6、MN7和MN8。在低頻時(shí)，后者貢獻(xiàn)了最大的1/f 噪聲來源。而MP1和MP2由于其尺寸較大，帶來的1/f 噪聲較為輕微。

MP5打開時(shí)，此電路工作在低噪工作模式LN下，MP5的白噪聲與工作頻率成正相關(guān)，低頻時(shí)則忽略不計(jì)。如果MP5關(guān)閉，高線性度工作模式下，兩個(gè)電阻R1和R2由于其值較小，是最主要的白噪聲源。

晶體管組MN5、MN6、MN7和MN8的噪聲分析較為復(fù)雜，對(duì)其完整的量化分析見下文。當(dāng)其處于平衡狀態(tài)時(shí)，開關(guān)引入的噪聲會(huì)影響中頻IF信號(hào)，如圖4所示。最終輸出的噪聲信號(hào)是中頻IF信號(hào)噪聲底在時(shí)域S（t）上的積分，其中有效時(shí)序即VLOP和VLON同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間，如圖5所示。

如公式（13）所表示，在R1、Cox、f一定的情況下，可以通過降低Id5或者增大晶體管的尺寸WL降低開關(guān)噪聲。晶體管的尺寸是很多約束的權(quán)衡，以設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)來看，將IMN1取為IMN3的1/5左右比較合適。

4.3? 線性度

本設(shè)計(jì)電路可以作為一個(gè)特殊的共源共柵電路，線性度主要取決于阻抗匹配電路的跨導(dǎo)，且版圖實(shí)現(xiàn)和功耗需要仔細(xì)設(shè)計(jì)以避免線性度下降較多，尤其是MN3電路的偏壓設(shè)置。由于本文所述結(jié)構(gòu)的改變對(duì)線性度影響并不大，因此不再贅述。

5? ?仿真結(jié)果與結(jié)論

本電路采用0.18 um GF工藝設(shè)計(jì)并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，工作頻率為2.4 GHz，電感器件采用了GF提供的片上電感，并使用了良好的隔離措施，片外器件的仿真參數(shù)來自于廠商，以下內(nèi)容為各個(gè)技術(shù)指標(biāo)的仿真結(jié)果。

5.1? 噪聲系數(shù)仿真結(jié)果

圖6顯示了當(dāng)工作在低噪聲模式下的噪聲系數(shù)，當(dāng)基頻為10 MHz時(shí)噪聲系數(shù)NF可以達(dá)到3.8 dB，可以看到由于1/f 噪聲的影響，其在低頻時(shí)下降較快，噪聲截止頻率為300 kHz。作為對(duì)比，傳統(tǒng)吉爾伯特型Mixer混頻器結(jié)果如圖7所示。當(dāng)基頻為10 MHz時(shí)噪聲系數(shù)NF為9 dB?？梢姵チ薒NA，噪聲系數(shù)有一定下降，對(duì)整個(gè)電路的抗噪性能要求更高。

通過理論分析和仿真結(jié)果分析，低頻段1/f 噪聲占據(jù)主導(dǎo)地位，其中開關(guān)管M3占主要，其次是M1。因此可以據(jù)此改進(jìn)設(shè)計(jì)步驟：根據(jù)線性度要求選擇Von1、Von2和Von3，這與Id1、Id2和Id3的分配有關(guān)。Id3越小則1/f 噪聲功率越小，但I(xiàn)d3不能太小，否則CG很小。通常分配Id2=3/4 Id1，Id3=1/4 Id1。可以在一定程度上提高該電路的性能。

5.2? 放大增益與線性度仿真結(jié)果

衡量射頻接收電路的重要參數(shù)也包含了放大增益和線性度，后者用IIP3點(diǎn)來衡量。

工作在低噪聲模式下放大增益最大約35.8 dB，此時(shí)IIP3為-13.5 dBm，如圖8所示。作為對(duì)比，傳統(tǒng)吉爾伯特型混頻器結(jié)果如圖9所示，僅為9.8 dB?？梢姵チ薒NA后，其放大增益較高，具有直接驅(qū)動(dòng)外部負(fù)載的能力，而傳統(tǒng)吉爾伯特型混頻器需要放大器進(jìn)行進(jìn)一步的功率提升。

工作在高線性度模式下時(shí)，最大的3 dB壓縮點(diǎn)約為-3.8 dBm，此時(shí)的放大增益約為15 dB，如圖10所示。作為對(duì)比，傳統(tǒng)吉爾伯特型混頻器結(jié)果如圖11所示，為4.8 dBm。可見線性度也受到一定影響，但仍處于可接受范圍內(nèi)，對(duì)整個(gè)電路的被動(dòng)器件匹配也有較高要求。

5.3? 結(jié)果與分析

由以上各個(gè)仿真結(jié)果可以看到，本文所提出的阻抗匹配無LNA的射頻前端接收電路在達(dá)到技術(shù)指標(biāo)的同時(shí)，在面積和復(fù)雜度上成功縮減。作為對(duì)比，具有LNA結(jié)構(gòu)的傳統(tǒng)接收機(jī)結(jié)構(gòu)的版圖如圖12所示，面積為2 394 μm×760 μm。本電路實(shí)現(xiàn)最終版圖面積為1537 μm×689 μm，如圖13所示，面積減小了42%。本文所提出的阻抗匹配無LNA的射頻前端接收電路工作在高線性度模式下的電路消耗最大，此時(shí)約為450 mA;與之對(duì)比，具有LNA結(jié)構(gòu)的傳統(tǒng)接收機(jī)結(jié)構(gòu)的電路消耗電流約為638 mA，因此功耗約減小了29%。

6? ?結(jié)論

為了解決本振帶來的技術(shù)問題，本文提出了一種新型帶有阻抗匹配的混頻優(yōu)先接收機(jī)設(shè)計(jì)方案。所設(shè)計(jì)的電路去除了低噪放大器LNA，降低了電路復(fù)雜度、面積和功耗，雖然性能相對(duì)普通零中頻型射頻接收機(jī)有一定損失，但由于其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，占用面積較小，且功耗較低，因此適用在如生物芯片、超低功耗藍(lán)牙芯片以及借助于無線能量收集系統(tǒng)的無源系統(tǒng)中。

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