無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈信道均衡技術(shù)研究

王利平，桑會平

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

隨著航空技術(shù)以及軍事裝備的發(fā)展，無人機(Unmanned Aerial Vehicle，UAV)作為一種遠程可操控的航空器，具有質(zhì)量輕、體積小及使用便捷等特性，在軍用和民用方面都發(fā)揮著非常重要的作用[1]。無人機數(shù)據(jù)鏈是實現(xiàn)地面控制系統(tǒng)與機載平臺實時、可靠與穩(wěn)定通信的重要手段，能夠傳遞地面遙控指令、遙測接收無人機飛行狀態(tài)和傳感器獲取的情報數(shù)據(jù)，同時實現(xiàn)無人機機群內(nèi)部間的高效戰(zhàn)術(shù)協(xié)同[2]。

隨著無人機偵查信息技術(shù)的飛速發(fā)展[3]，無人機平臺搭載的傳感器種類和數(shù)量不斷增多，所獲取的圖像、視頻等信息數(shù)據(jù)龐大，同時偵查信息需要及時傳回地面進行處理。因此，無人機數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)需要不斷提高寬帶傳輸能力，以滿足日益增長的數(shù)據(jù)傳輸需求。

無人機寬帶數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)鏈所面臨的信道為頻率選擇性多徑信道[4]，這種信道下會產(chǎn)生嚴重的符號間干擾(ISI)，引起判斷誤差。并且，數(shù)據(jù)傳輸速率越高，碼間干擾越嚴重。因此，為了消除碼間干擾，信道均衡是目前無線通信系統(tǒng)中普遍采用的技術(shù)[5]。

本文針對SC-FDE系統(tǒng)高速傳輸時信道均衡實現(xiàn)復(fù)雜度高、硬件資源消耗大以及不利于并行實現(xiàn)等問題，提出一種時域、頻域相結(jié)合的高速信道均衡方案，該方案利用幀結(jié)構(gòu)中的前導(dǎo)序列在頻域?qū)崿F(xiàn)信道估計、在時域完成信道均衡。

1 無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈信道特性

1.1 時延擴展

相干帶寬是表征多徑信道時延擴展的一個重要參數(shù)之一，是指某一特定的頻率范圍，在該頻率范圍內(nèi)的任意2個頻率分量都具有很強的幅度相關(guān)性[6-7]，定義為：

(1)

式中，στ為信道的均方根延擴展。

如果信道的相干帶寬小于發(fā)送信號的帶寬，則該信道特性會導(dǎo)致接收信號波形產(chǎn)生頻率選擇性衰落，即某些頻率成分信號的幅值得到加強。而另一些頻率成分的信號幅值卻衰落，此時，接收信號包含由經(jīng)歷了不同衰減和時延的多徑波形的疊加，因而，產(chǎn)生接收信號失真。頻率選擇性衰落引起數(shù)字信號傳輸出現(xiàn)ISI。反之，如果多徑信道的相干帶寬大于發(fā)送信號的帶寬，則接收信號經(jīng)歷平坦衰落，在平坦衰落中，信道的多徑結(jié)構(gòu)使發(fā)送信號的頻譜特性在接收機內(nèi)仍能保持不變。

典型的無人機地空2徑信道模型如圖1所示。

發(fā)射信號由2個不同的傳輸路徑到達接收機時，產(chǎn)生的距離差為：

(2)

設(shè)接收天線高度為3 m，飛行高度為1 000～5 000 m，飛行距離10～200 km時，視距徑與反射徑的時延差為0.1～8.9 ns。

無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈的發(fā)射信號帶寬為300 MHz以上，遠大于信道的相干帶寬，信道的頻率選擇性衰落非常嚴重，必須采取均衡措施。

1.2 時變性

相干帶寬描述了無線信道的色散特性，但不能描述無線信道的時變性。無線信道的時變特性是發(fā)射機和接收機的相對運動或者信道中其他物體的運動引起的。

相干時間是表征信道時變性的一個重要參數(shù)，其物理意義是在相干時間內(nèi)、不同時刻信號經(jīng)歷的衰落有很大相關(guān)性，定義如式(2)所示[8]：

(2)

根據(jù)基帶信號的符號周期Ts和Tc關(guān)系，將信道分為慢衰落(TsTc)。

無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈工作在Ku頻段，相對運動速度約為1馬赫，根據(jù)式(2)，相干時間約為25 μs，而基帶信號的符號周期小于5 ns，遠小于相干時間。所以，從時變性分析，無人機寬帶數(shù)據(jù)鏈信道為慢衰落信道。

2 信道均衡與實現(xiàn)

信道均衡是指對信道特性的均衡，即接收端的均衡器產(chǎn)生與信道特性相反的特性，用以減少或消除因信道的時變多徑傳播特性引起的碼間干擾[9]。

2.1 單載波頻域均衡(SC-FDE)

在單載波無線通信系統(tǒng)中，目前最常用的就是SC-FDE[10-12]。SC-FDE利用單載波進行通信，但是與傳統(tǒng)單載波通信不同，其采用分組傳輸模式，信道均衡是在頻域完成而不是時域。SC-FDE系統(tǒng)發(fā)送端發(fā)送的是高速單載波信號，接收端通過FFT和IFFT變換來實現(xiàn)頻域均衡，其基本原理如圖2所示。

圖2 SC-FED系統(tǒng)原理框圖

SC-FDE的均衡原理如下：

假設(shè)在理想同步條件下，每N個碼元經(jīng)過星座圖映射后組成一個傳輸數(shù)據(jù)塊x，則接收到的數(shù)據(jù)符號為：

yn=hn?xn+vn，n=0，1，…,N-1，

(3)

式中，vn為加性噪聲，?為卷積符號，hn為信道沖擊響應(yīng)。經(jīng)過FFT變換后，頻域為：

Yk=XkHk+Vk，k=0，1，…，N-1，

(4)

式中，Hk為信道的頻率響應(yīng)。假設(shè)同步和信道估計都是理想的，進行頻域信道均衡后：

Zk=WkYkHk+WkVk，k=0，1，…，N-1，

(5)

式中，Wk為頻域均衡濾波器系數(shù)，理想情況為：

(6)

則：

Zk=Yk+WkVk，k=0，1，…，N-1。

(7)

經(jīng)過IFFT變換后，時域為：

(8)

根據(jù)式(8)可以看到，在理想信道估計和無噪聲的條件下，通過頻域均衡可以完全消除無線信道的影響，無失真恢復(fù)原始發(fā)送信號。

綜合以上分析可以看到，在SC-FDE系統(tǒng)信道均衡處理時，至少需要進行長度為N的FFT和IFFT運算，在高速數(shù)據(jù)傳輸時，為提高傳輸效率，一般N取值較大，這導(dǎo)致實現(xiàn)復(fù)雜度高、硬件資源消耗大、不利于高速并行實現(xiàn)，針對此問題，本文提出一種時域、頻域相結(jié)合的高速信道均衡方案，稱之為單載波時域均衡(SC-TDE)。

2.2 單載波時域均衡(SC-TDE)

SC-TDE沿用了SC-FDE系統(tǒng)的傳輸幀結(jié)構(gòu)，在頻域估計出信道沖擊響應(yīng)(CIR)，然后根據(jù)CIR計算均衡系數(shù)；在時域，將均衡系數(shù)與接收信號進行卷積運算完成高速均衡處理。

2.2.1 頻域信道估計

信道估計的性能決定了信道均衡的性能。信道估計的基本思路為：發(fā)送一個已知的UW[13]序列，序列在無線信道傳輸過程中，信道特性會改變接收序列的幅度和相位，根據(jù)接收序列相對于已知發(fā)送序列的變化，可以估計出信道特性。

設(shè)X，Y分別為發(fā)送和接收序列的FFT，則信道的頻率響應(yīng)估計值為：

(9)

在不同準則下的均衡系數(shù)可以表示如下：

(1)迫零(ZF)準則[14-15]

ZF準則，估計值為：

(10)

這種方法計算簡單、估計精度較高，在無噪聲條件下可以無失真地恢復(fù)原始信號，其在實際系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用，但是當(dāng)信道存在深衰點時，噪聲會被放大，從而影響信號判據(jù)。

(2)MMSE準則

MMSE準則下的均衡系數(shù)估計值為[16]：

(11)

可見，MMSE準則在計算均衡系數(shù)時考慮了信道噪聲的影響，即使信道存在深衰點也不會過多地放大噪聲，但是信號沒有被無失真地恢復(fù)出來，并且實現(xiàn)復(fù)雜度較高。

為了降低噪聲的影響，可以對多個UW序列進行平均濾波，然后做FFT運算得到式(11)中的Y。對已知發(fā)送UW做FFT運算得到X，根據(jù)式(6)即可得到頻域信道響應(yīng)H(k)。然后基于ZF或MMSE準則計算頻域均衡系數(shù)Ceq，通過IFFT運算，將其變換到時域，得到時域均衡系數(shù)，并進行降噪處理，流程如圖3所示。

圖3 信道估計處理流程

2.2.2 時域信道均衡

信道均衡在時域通過卷積運算完成，如圖4所示。相比于SC-FDE，本方案不需要對信號進行頻域與時域的相互轉(zhuǎn)換，避免了2個N點的FFT和1個N點IFFT運算，并且可以根據(jù)輸入信號的速率靈活地調(diào)整均衡處理的并行度，適宜高速并行實現(xiàn)。

圖4 信道均衡處理流程

2.3 仿真分析

利用Matlab構(gòu)建QPSK系統(tǒng)仿真模型，分別對基于不同準則生成均衡系數(shù)及均衡在時域和頻域進行實現(xiàn)時的誤碼性能進行仿真對比。

圖5為在AWGN信道下，系統(tǒng)的誤碼性能，其中FDE_MMSE曲線、FDE_ZF曲線、TDE_MMSE曲線為均衡系數(shù)沒有進行降噪處理時的誤碼率曲線，可以看到均衡處理使得系統(tǒng)性能下降約0.5 dB。TDE_Z曲線為均衡系數(shù)進行降噪處理時的誤碼率曲線，可以看到降噪后的TDE_ZF仿真曲線與理論曲線幾乎重合，這說明，在AWGN信道下，系數(shù)降噪處理消除了信道均衡帶來的性能損失。

圖5 AWGN信道下系統(tǒng)誤碼性能

圖6給出了系統(tǒng)在SUI1信道、Jakes多普勒譜下的系統(tǒng)誤碼率曲線。由圖6可以看出，不同算法的誤碼率曲線基本重合，差異不大；本文的信道方案具有與傳統(tǒng)SC-FDE近乎相同的性能，但計算復(fù)雜度、資源占用情況卻大大降低。

圖6 SUI1信道下系統(tǒng)誤碼性能

2.4 FPGA硬件實現(xiàn)

基于Xilinx FPGA硬件平臺(XC7K480T)，對本文方案進行了硬件實現(xiàn)，進一步驗證了方案的可行性，為工程應(yīng)用奠定了重要基礎(chǔ)，其中調(diào)制方式為QPSK，傳輸速率為400 Mbps。本方案中只需計算16點的FFT和IFFT，大大節(jié)省硬件資源，降低實現(xiàn)復(fù)雜度、減少信號處理延時。

3 結(jié)束語

針對無人機寬帶數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)鏈因多徑傳輸帶來的ISI問題，在分析傳統(tǒng)SC-FDE的基礎(chǔ)上，提出一種時域、頻域相結(jié)合的高速信道均衡方案，該方案在頻域?qū)崿F(xiàn)信道估計、在時域完成信道均衡。相比于傳統(tǒng)方案，不需要對信號進行頻域與時域的相互轉(zhuǎn)換，可以避免2個N點的FFT和1個N點IFFT運算，并且可以根據(jù)輸入信號的速率靈活地調(diào)整均衡處理的并行度，適宜高速并行實現(xiàn)。同時，對本方案進行Matlab仿真對比分析和硬件實現(xiàn)，進一步驗證方案的可行性，為工程應(yīng)用奠定了重要基礎(chǔ)。