基于PID控制的AGC寬頻帶放大器設(shè)計

彭智剛

(西南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，四川 綿陽 621000)

1 引言

隨著現(xiàn)代通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，為了使通信系統(tǒng)工作穩(wěn)定，性能完善，適應(yīng)性更高，一種AGC自動增益控制電路隨即產(chǎn)生[1]。目前AGC自控控制增益廣泛應(yīng)用于數(shù)字信號處理、微波毫米波端電路設(shè)計、高頻載波通信等領(lǐng)域。

過去AGC自動增益控制主要采取硬件手段，通過比較器控制電平輸入。具有簡單、成本低的特點(diǎn)，但是快速性、精確性方面仍有不足。伴隨現(xiàn)代通信系統(tǒng)對快速性、精確性要求的提高，目前采用微處理器通過A/D 采樣運(yùn)算處理進(jìn)行AGC控制居多。本文主要介紹一種PID控制手段，設(shè)計一種AGC寬頻帶放大器，來實(shí)現(xiàn)快速AGC控制。

2 系統(tǒng)方案

設(shè)計與制作AGC功能的寬頻帶放大器的總體方案圖如圖1所示。首先硬件部分選擇超寬帶，大于40 dB增益調(diào)節(jié)范圍，線性dB可變增益放大器VCA821。放大后輸出至檢波電路，檢波輸出波形峰值。通過Stm32 A/D采樣，在Stm32內(nèi)部使用PID算法[7]使輸入變量穩(wěn)定在同一個值。然后通過單片機(jī)D/A輸出至VCA821的控制端Vg，從而調(diào)節(jié)放大器的增益，形成一個閉環(huán)系統(tǒng)[3]。

圖1 AGC寬頻帶放大器設(shè)計框

3 VCA821

選擇程控放大器VCA821作為放大芯片，VCA821具有超帶寬，大于40dB增益調(diào)節(jié)范圍，線性增益可變的特性，其各引腳及功能如圖2所示。

圖2 VCA821引腳分布

Vg是控制端，通過改變輸入Vg的直流電壓從而改變放大器的增益，其輸入電壓變化范圍為0～2 V，通過實(shí)際測試，實(shí)際可控電壓范圍為0.5～1.4 V。

Vin+和Vin-為一對反向輸入端，在本設(shè)計中，將Vin-通過50 Ω電阻下拉到地，輸入信號就從Vin+輸入。

Rg+和Rg--同樣可以起到改變放大器增益的作用，通過改變兩端的接入電阻大小來改變放大器的增益。

Vref是電壓比較的引腳，也是一個基準(zhǔn)電壓，這里采用1 KΩ電阻下拉接地的方式是基準(zhǔn)電壓為0 V。

Vout是芯片輸出電壓引腳，放大后的信號通過該腳輸出。

FB為芯片的反饋端，需要通過輸出端接入一個反饋電阻形成反饋調(diào)節(jié)

4 硬件設(shè)計方案

4.1 外圍電路

放大器的外圍電路參數(shù)的選取決定了放大器的增益和帶寬。在不產(chǎn)生自激的前提下，合理選取電路參數(shù)有利于指標(biāo)的實(shí)現(xiàn)。圖3為放大器外圍電路圖。

在輸入端，通過一個0.47 μF大電容作為耦合電容，其作用一方面是隔直通交，濾除輸入信號中的直流量；另一方面還起到了選擇帶寬的作用，電容值大則通低頻阻高頻，相當(dāng)于一個低通濾波器[1]。之后旁路一個50 Ω電阻到地，其作用為源匹配，在輸入端作為輸入電阻50 Ω，減少信號反射對信號源的損壞，并且使得信號盡量多的傳輸。

圖3 VCA821外圍電路

在輸出端，接入50 Ω負(fù)載匹配電阻，該電阻作用是形成負(fù)載匹配，使得信號衰減最小，信號能最大傳輸至下一級電路[2]。

直流電壓控制端從輸入點(diǎn)切入，首先采用0.01 uF電容接地，之后連接一個100 Ω電阻，最后接入電壓控制端Vg。其作用是，電容起到濾波作用，濾除D/A輸入信號中的交流成分。電阻起到保護(hù)作用，因為輸入直流電壓為0～2 V，接入100 Ω電阻使電流減小。

Rg+和Rg-兩端使用80 Ω電阻，同時反饋電阻Rf使用1 KΩ電阻。這樣選取參數(shù)是根據(jù)芯片數(shù)據(jù)手冊，放大倍數(shù)可以達(dá)到12倍。在調(diào)試中，還選擇了Rf=402 Ω，Rg=18 Ω 和Rf=402 Ω，Rg=80 Ω兩種方案，但是無法同時達(dá)到增益和帶寬要求，所以不選用，詳細(xì)見如上方案設(shè)計。

4.2 濾波電路

放大器設(shè)計要有適當(dāng)?shù)臑V波電路，否則雜波的干擾可能會導(dǎo)致放大器自激振蕩。首先是電源濾波，電源采用3級濾波，分別使用1 μF、0.1 μF、0.01 μF電容旁路到地，3級濾波可以盡可能多的濾除電源中的交流成分。其次，單片機(jī)D/A輸出端采用0.01 μF電容旁路到地，濾除D/A輸出直流中的交流成分。最后模擬信號輸入應(yīng)采用耦合電容濾波，這里濾除的是模擬交流信號中的直流成分。

4.3 峰值檢波器

在信號輸出后要經(jīng)過峰值檢波器，得到信號的峰值電壓。在峰值檢波器的設(shè)計中，采用1N60P檢波二極管和10nF的檢波電容完成[5]。1N60P檢波二極管為鍺檢波二極管，導(dǎo)通時存在0.3 V的壓降，所以理論上檢波出來結(jié)果應(yīng)比實(shí)際峰值低300 mV。在實(shí)際測試中，輸入頻率10 MHz，幅值1 V的正弦波，檢波得到直流量為360 mV，檢波效率為36%。這是由于檢波和輸入頻率和電容放電速度有關(guān)，輸入頻率越高，檢波值越大。電容選擇值較大，電容快充慢放，檢波效率提高。

5 理論分析計算

5.1 步進(jìn)控制及分貝轉(zhuǎn)換

采用分貝電壓控制，由公式(1)，(2)得：

(1)

(2)

當(dāng)步進(jìn)控制為2 dB時增益為100.1，即當(dāng)輸入設(shè)定為100 mV時輸出為125.9 mV。換算結(jié)果如表1所示。

將分貝數(shù)轉(zhuǎn)化為倍數(shù)，列舉電壓數(shù)組，輸入設(shè)定為100 mV，中心頻率10 MHz。當(dāng)檢測到按鍵0按下時，增益提高2 dB，數(shù)組元素標(biāo)號加2，通過DAC輸出對應(yīng)電壓；檢測到按鍵1按下，相應(yīng)增益減小2 dB，數(shù)組標(biāo)號減2，DAC輸出。

表1 分貝換算

5.2 ADC數(shù)據(jù)采集

選用Stm32F103zet6內(nèi)部12位ADC，采樣最大輸入電壓3.3 V，最小分辨率0.81 mV，6分頻，241個周期，49.793 kHz采樣頻率。讀取采集數(shù)值Vin，通過公式(3)得到電壓輸入幅值。

(3)

5.3 自動增益控制

將無模型自適應(yīng)控制算法應(yīng)用于AGC系統(tǒng),利用閉環(huán)被控系統(tǒng)的輸入、輸出及影響量量測數(shù)據(jù)[8]。通過STM32內(nèi)部ADC采集檢波電壓幅值系數(shù)，利用PID算法，將其與預(yù)設(shè)值相比較，若超過預(yù)設(shè)值，則系數(shù)輸出，反之最增大，否則穩(wěn)定[4]。數(shù)據(jù)比較通過定時器控制，頻率為1 MHz，優(yōu)先級次于按鍵中斷。然后通過內(nèi)部12位DAC輸出控制電壓。

5.4 算法設(shè)計

采用經(jīng)典位置式PID控制算法[6]。通過函數(shù)信號發(fā)生器產(chǎn)生標(biāo)準(zhǔn)正弦波，將標(biāo)準(zhǔn)正弦波檢波所得結(jié)果作為目標(biāo)值，通過與當(dāng)前實(shí)際采得檢波值相比較，得到偏差Err[7]，由公式：

Vout=P×Err+1×Sum+D×(L.Err-Err)

(4)

得到應(yīng)輸出電壓。其中P、I、D為常數(shù)，Sum為累計誤差，L.Err為上一次誤差?？刂屏鲌D如圖4所示。

圖4 PID控制流

6 系統(tǒng)運(yùn)行結(jié)果

當(dāng)輸入頻率為10 MHz時，使用AGC自動調(diào)節(jié)模式，改變輸入幅度，記錄輸出幅度，如表2所示。放大器的放大倍數(shù)為12倍，當(dāng)輸出幅度在900～1100 mV時，即AGC控制指標(biāo)，從而得到輸入變化范圍，效果如圖5所示。

表2 AGC模式測試結(jié)果 mV

圖5 AGC測試波形

7 結(jié)語

在現(xiàn)代通信領(lǐng)域廣泛使用AGC自動增益控制，進(jìn)而確保系統(tǒng)的快速平穩(wěn)性。目前采取的使用PID控制的AGC寬頻帶放大器設(shè)計結(jié)合軟硬件設(shè)計，可通過軟件修正彌補(bǔ)硬件上的不足。但是在輸入信號過小時會出現(xiàn)放大倍數(shù)不夠、過大時出現(xiàn)飽和失真現(xiàn)象。這些在選取程控芯片上可以得到改善，應(yīng)盡量選取高帶寬、增益較大的程控放大器。