一種線(xiàn)性調(diào)頻連續(xù)波探測(cè)抗欺騙式干擾方法

王銘偉， 肖澤龍， 高雯， 榮英佼

(1.南京理工大學(xué) 電子工程與光電技術(shù)學(xué)院， 江蘇 南京 210094; 2.近地面探測(cè)技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 江蘇 無(wú)錫 214035)

0 引言

毫米波線(xiàn)性調(diào)頻連續(xù)波(LFMCW)探測(cè)器射頻帶寬大(>500 MHz)，抗干擾性能好，廣泛應(yīng)用于中小型彈藥引信、導(dǎo)引頭。隨著美軍新一代干擾機(jī)(NGJ)項(xiàng)目的推進(jìn)，干擾頻譜的覆蓋范圍將擴(kuò)展到30 MHz～40 GHz[1]. 針對(duì)LFMCW體制探測(cè)器干擾問(wèn)題，文獻(xiàn)[2]提出了基于時(shí)序及相關(guān)檢測(cè)的抗掃頻干擾方法；文獻(xiàn)[3-4]提出利用偽碼與線(xiàn)性調(diào)頻進(jìn)行復(fù)合探測(cè)，提高了探測(cè)器測(cè)距精度以及抗干擾性能；由于毫米波LFMCW體制射頻寬帶大，其本身具有一定的抗干擾性能[5]，且大功率毫米波干擾源實(shí)現(xiàn)成本高昂、技術(shù)難度大，傳統(tǒng)干擾方法的干擾效果有限[6]。而采用數(shù)字射頻存儲(chǔ)(DRFM)技術(shù)的欺騙式干擾，能夠?qū)μ綔y(cè)信號(hào)進(jìn)行捕獲、保存以及精確復(fù)制，并通過(guò)調(diào)制產(chǎn)生具有虛假距離、速度和角度等信息的干擾信號(hào)，使得探測(cè)器難以區(qū)分真假目標(biāo)[7]。

目前對(duì)抗欺騙式干擾的研究主要利用干擾信號(hào)在信號(hào)處理過(guò)程中與真實(shí)目標(biāo)信號(hào)表征出的差異性來(lái)提取相應(yīng)的特征參數(shù)，并對(duì)其進(jìn)行分類(lèi)識(shí)別。文獻(xiàn)[8-9]提出了利用DRFM干擾機(jī)對(duì)信號(hào)相位量化位數(shù)有限的特點(diǎn)，通過(guò)高階統(tǒng)計(jì)量提取了相應(yīng)的特征參數(shù)；文獻(xiàn)[10] 針對(duì)線(xiàn)性調(diào)頻引信DRFM距離欺騙干擾，提出了采用隨機(jī)調(diào)頻與盲分離相結(jié)合的干擾抑制思想；文獻(xiàn)[11]利用動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)(MTD)的結(jié)果分選出兩種回波信息，恢復(fù)時(shí)域信號(hào)，利用相位量化信息實(shí)現(xiàn)干擾和目標(biāo)回波的分離與鑒別；文獻(xiàn)[12]則通過(guò)分析目標(biāo)信號(hào)和干擾信號(hào)在距離和方位上展寬程度的差異，提出基于對(duì)回波量測(cè)信息的分布特征來(lái)識(shí)別欺騙干擾。而針對(duì)LFMCW體制的抗DRFM方法鮮有文獻(xiàn)報(bào)導(dǎo)。

以坦克目標(biāo)為例，就能查到的資料和了解的情況而言，其裝備的主動(dòng)式干擾設(shè)備主要針對(duì)紅外和毫米波被動(dòng)探測(cè)的末敏彈，而針對(duì)主動(dòng)探測(cè)的干擾設(shè)備就目前可查資料而言尚未有裝備?？紤]到坦克車(chē)輛裝備空間、功耗有限，若其搭載基于DRFM技術(shù)的有源欺騙式干擾機(jī)，相對(duì)功能比較單一，在一段時(shí)間內(nèi)一般只有一個(gè)強(qiáng)干擾信號(hào)，可近似為單個(gè)點(diǎn)目標(biāo)，干擾信號(hào)頻譜細(xì)化后與辛格函數(shù)具有較高的相似度。隨著LFMCW體制探測(cè)器定距精度的提高[13-14]，毫米波LFMCW體制探測(cè)器的定距精度達(dá)到亞米級(jí)別，探測(cè)器回波信號(hào)中將包含有目標(biāo)沿距離軸上分布的結(jié)構(gòu)信息，形成高分辨率一維距離像(HRRP)，細(xì)化頻譜與辛格函數(shù)差異較大。

本文針對(duì)亞音速?gòu)椵d毫米波LFMCW探測(cè)體制探測(cè)器，提出一種基于HRRP，結(jié)合線(xiàn)性調(diào)頻Z變換(CZT)頻譜細(xì)化算法以及動(dòng)態(tài)時(shí)間彎曲(DTW)匹配算法的抗欺騙式干擾方法。

1 LFMCW體制多散射中心目標(biāo)差頻模型及DRFM干擾信號(hào)模型

1.1 LFMCW體制差頻信號(hào)模型

對(duì)于LFMCW體制，調(diào)制信號(hào)有鋸齒波(非對(duì)稱(chēng))、三角波(對(duì)稱(chēng))等。由于對(duì)稱(chēng)三角波調(diào)頻具有很強(qiáng)的對(duì)稱(chēng)性和其他獨(dú)特的優(yōu)勢(shì)，本文采用對(duì)稱(chēng)三角波作為調(diào)制信號(hào)對(duì)毫米波LFMCW體制探測(cè)器的差頻信號(hào)進(jìn)行分析，此時(shí)發(fā)射信號(hào)、回波信號(hào)以及對(duì)應(yīng)差頻信號(hào)的時(shí)頻特性如圖1所示。

圖1 對(duì)稱(chēng)三角波LFMCW體制發(fā)射、接收及差頻信號(hào)時(shí)頻特性圖Fig.1 Time-frequency characteristics of transmited, received and beat signals of symmetric triangular wave LFMCW system

圖1中：fb為目標(biāo)差頻信號(hào)頻率，fb,up、fb,down分別為上掃及下掃差頻信號(hào)頻率值；τ(t)為回波延遲函數(shù)，τ(t)=2(R0-vt)/c=τ0-kt，R0為目標(biāo)初始距離，v為目標(biāo)徑向速度，τ0為回波初始延遲，c為真空光速，k為歸一化多普勒頻率，k=2v/c=fd/f0，fd為目標(biāo)多普勒頻率，f0為探測(cè)器工作頻率；ft和fr分別為發(fā)射和回波信號(hào)頻率；T和B分別為發(fā)射信號(hào)有效時(shí)寬和有效帶寬；Tr=2T為對(duì)稱(chēng)三角波調(diào)制周期。以t∈[0,T]的上掃段為例，發(fā)射信號(hào)可以表示為

(1)

式中：At和φ分別為發(fā)射信號(hào)振幅和隨機(jī)相位；μ=B/T為調(diào)制斜率。

若在探測(cè)器照射方向上存在一個(gè)徑向速度為v、初始徑向距離為R0的單個(gè)點(diǎn)目標(biāo)，則其回波信號(hào)可以表示為

Sr+(t)=AtKrcos[2πf0(t-τ(t))+ πμ(t-τ(t))2+φ+φ0]，

(2)

式中：Kr為回波幅度衰減量；φ0為目標(biāo)反射引起的附加相移。將發(fā)射信號(hào)St+(t)和回波信號(hào)Sr+(t)進(jìn)行下混頻，可得差頻信號(hào)為

(3)

一般有k=2v/c?1，則差頻信號(hào)可以近似為

(4)

1.2 LFMCW體制多散射中心目標(biāo)回波模型

根據(jù)電磁散射理論，當(dāng)探測(cè)器目標(biāo)處于光學(xué)區(qū)時(shí)，目標(biāo)的電磁散射由目標(biāo)多個(gè)局部散射中心相干合成而來(lái)。假設(shè)目標(biāo)在探測(cè)器照射方向上有L個(gè)強(qiáng)散射中心，結(jié)合(4)式，則多個(gè)散射中心疊加后目標(biāo)后向散射的差頻信號(hào)可以表示為

(5)

式中：Kri為第i個(gè)散射中心的回波幅度衰減量；Ri和vi分別為第i個(gè)散射中心與探測(cè)器相對(duì)徑向距離和速度；φi為第i個(gè)散射中心的附加相移。對(duì)該差頻信號(hào)進(jìn)行頻譜分析，即可得到目標(biāo)的一維距離像。

由于目標(biāo)一維距離像對(duì)探測(cè)器照射的方位比較敏感[15]，在不同方位下對(duì)應(yīng)的一維距離像也不相同。根據(jù)(5)式和文獻(xiàn)[16-17]中關(guān)于典型裝甲車(chē)輛主要強(qiáng)散射點(diǎn)及其對(duì)應(yīng)雷達(dá)散射截面積的參考值，圖2給出了某裝甲車(chē)輛分別在探測(cè)器照射角度為0°和45°下差頻信號(hào)經(jīng)快速傅里葉變換(FFT)譜分析后的一維距離像。

圖2 不同探測(cè)器照射方向下裝甲車(chē)輛目標(biāo)的一維距離像Fig.2 HRRPs of armored vehicle targets in different illumination directions

1.3 LFMCW體制DRFM干擾信號(hào)模型

對(duì)于LFMCW體制，探測(cè)器接收到的距離-速度聯(lián)合干擾信號(hào)[18]可表示為

(6)

式中：Δtj為距離調(diào)制時(shí)延；Δfj為速度調(diào)制頻移；Rj為干擾機(jī)與探測(cè)器的初始徑向距離；Uj和θj分別為干擾信號(hào)的振幅和初始相位。對(duì)比(2)式可以看出，干擾機(jī)只需給定合理的距離延遲時(shí)間和多普勒頻偏的調(diào)制，即可使干擾信號(hào)進(jìn)入探測(cè)器的中頻通帶內(nèi)，從而達(dá)到干擾效果。隨著DRFM技術(shù)的不斷發(fā)展，干擾機(jī)可以更加容易地實(shí)現(xiàn)此種干擾效果[19]，其工作原理如圖3所示。

圖3 DRFM干擾機(jī)工作原理框圖Fig.3 Block diagram of DRFM jammer

當(dāng)干擾機(jī)截獲到敵方探測(cè)器的發(fā)射信號(hào)后，通過(guò)與可調(diào)本振信號(hào)進(jìn)行下變頻從而便于采樣量化，并存放到存儲(chǔ)器中，經(jīng)由控制器可在特定時(shí)刻對(duì)存儲(chǔ)的波形數(shù)據(jù)進(jìn)行延遲以及數(shù)字移相，再通過(guò)上變頻后形成欺騙式干擾信號(hào)。

2 基于HRRP的CZT-DTW聯(lián)合檢測(cè)方法

基于HRRP的CZT-DTW聯(lián)合檢測(cè)的算法流程如圖4所示。

圖4 基于一維距離像的CZT-DTW聯(lián)合檢測(cè)算法流程Fig.4 Flow chart of CZT-DTW joint detection algorithm based on HRRP

現(xiàn)有亞音速?gòu)椵d毫米波LFMCW體制探測(cè)器通常僅對(duì)差頻信號(hào)進(jìn)行FFT，并利用CFAR自適應(yīng)門(mén)限進(jìn)行判決，無(wú)法有效區(qū)分欺騙干擾信號(hào)與真實(shí)目標(biāo)信號(hào)。本文在傳統(tǒng)CFAR門(mén)限判決后，進(jìn)一步將超過(guò)CFAR門(mén)限的FFT譜峰值附近進(jìn)行頻譜細(xì)化，并將細(xì)化后頻譜與辛格函數(shù)模板進(jìn)行匹配，若匹配結(jié)果大于設(shè)定的固定門(mén)限，則此目標(biāo)為真實(shí)目標(biāo)，否則為干擾目標(biāo)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)真實(shí)目標(biāo)與干擾目標(biāo)的區(qū)分。

2.1 基于CZT的頻譜細(xì)化

由于FFT算法存在柵欄效應(yīng)，譜線(xiàn)間隔較大，且不能體現(xiàn)頻譜細(xì)化特征，為獲取更細(xì)致的頻譜信息，需要進(jìn)行頻譜細(xì)化?；贑ZT算法[20]的處理過(guò)程較為簡(jiǎn)單，細(xì)化倍數(shù)選擇靈活，且其快速實(shí)現(xiàn)算法運(yùn)算效率高，適用于實(shí)時(shí)性要求高的場(chǎng)景。因此在頻譜細(xì)化過(guò)程中，本文采用基于Bluestein等式的CZT快速算法對(duì)一維距離像的局部頻帶進(jìn)行頻譜細(xì)化，以獲取更多頻譜細(xì)節(jié)信息。

令Z變換變量z為沿一段螺旋線(xiàn)作等分角取值，則其采樣點(diǎn)可表示為

zk=AW-k=(A0ejθ0)·(W0e-jφ0)-k，k=0,1,…,M-1，

(7)

式中：A為z平面上起始采樣點(diǎn)，A=A0ejθ0，A0和θ0分別表示起始采樣點(diǎn)的半徑和角度；W=W0e-jφ0為螺旋線(xiàn)步進(jìn)量，W0表示螺旋線(xiàn)的延展發(fā)向，φ0表示相鄰采樣點(diǎn)的頻率間隔。A0、θ0、W0、φ0均為任意正實(shí)數(shù)。結(jié)合Bluestein等式nk=(k2+n2-(k-n)2)/2，則有序列x(n)的CZT為

(8)

式中：N為序列長(zhǎng)度。

令g(n)=x(n)A-nWn2/2、h(n)=W-n2/2，其中n=0,1,…,N-1，則(8)式可變換為

(9)

2.2 基于DTW的相似度特征提取

根據(jù)1.2節(jié)和1.3節(jié)分析可知，欺騙干擾信號(hào)的CZT細(xì)化頻譜與辛格函數(shù)近似，而真實(shí)目標(biāo)則差異較大，因此可以通過(guò)目標(biāo)CZT細(xì)化頻譜與辛格函數(shù)的相似度來(lái)區(qū)分真實(shí)目標(biāo)與虛假目標(biāo)，達(dá)到抗干擾的目的。

通常采用兩組數(shù)據(jù)軌跡間的距離來(lái)衡量其相似度，其中歐幾里德距離及其改進(jìn)法應(yīng)用較為廣泛，也是衡量?jī)山M數(shù)據(jù)序列相似度的標(biāo)準(zhǔn)方法。但是基于歐式距離的相似度算法要求進(jìn)行比較的兩組數(shù)據(jù)采樣點(diǎn)嚴(yán)格對(duì)應(yīng)，即其采樣間隔和點(diǎn)數(shù)必須一致，然后由對(duì)應(yīng)點(diǎn)間的距離通過(guò)求和或取最值得到度量值。結(jié)合本文的實(shí)際應(yīng)用，若采用一組固定的辛格函數(shù)離散數(shù)據(jù)作匹配模板，則在信號(hào)處理中對(duì)于歐式距離其相應(yīng)的CZT細(xì)化頻譜相對(duì)范圍以及間隔必須確保與模板一致，而通常實(shí)際應(yīng)用中回波的一維距離像具有極大的波動(dòng)性，若采用固定參數(shù)的CZT算法進(jìn)行細(xì)化則不利于信號(hào)的自適應(yīng)處理。因此本文考慮引入改進(jìn)的DTW[21]距離度量方法，分別對(duì)不同參數(shù)的CZT細(xì)化結(jié)果與固定辛格函數(shù)模板進(jìn)行匹配。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真驗(yàn)證

假設(shè)在毫米波LFMCW體制探測(cè)器有效帶寬B=500 MHz、有效時(shí)寬T=100 μs下，真實(shí)目標(biāo)位于探測(cè)器視線(xiàn)正前方50 m處，且存在虛假目標(biāo)距離為19 m、信噪比SNR=6 dB、干噪比JSR=3.5 dB的欺騙干擾信號(hào)，則差頻信號(hào)的歸一化FFT頻譜圖如圖5(a)所示。以局部極大值作為細(xì)化頻譜的中心，結(jié)合實(shí)際目標(biāo)的物理尺寸，選取±2 m對(duì)應(yīng)的差頻頻率作為細(xì)化頻段的起始和截止頻率，如圖5(a)中劃分的區(qū)域，再分別對(duì)其做CZT，結(jié)果如圖5(b)和圖5(c)所示。

圖5 欺騙式干擾下差頻信號(hào)的歸一化FFT頻譜及其細(xì)化區(qū)域的CZT細(xì)化圖Fig.5 Normalized FFT and CZT spectrograms in the spectrum zooming zone of beat signal in deceptive jamming mode

此外，由于一維距離像對(duì)探測(cè)器照射的方位比較敏感，且考慮到目標(biāo)存在偽裝行為，將導(dǎo)致獲取的一維距離像目標(biāo)特征降低。在某些極端情況下，目標(biāo)的多個(gè)散射點(diǎn)落在同一距離門(mén)內(nèi)，體現(xiàn)在一維距離像上僅存在單一峰值。假設(shè)存在兩個(gè)散射點(diǎn)，其與探測(cè)器的視線(xiàn)距離分別為19.00 m和19.15 m，其歸一化FFT以及CZT頻譜分別如圖6(a)和圖6(b)所示。由于散射點(diǎn)在探測(cè)器照射方向上間距小于探測(cè)器距離分辨率，此時(shí)在CZT細(xì)化之后僅存在單一峰值，但是其旁瓣的形狀與標(biāo)準(zhǔn)的辛格函數(shù)還是存在一些差異。

圖6 極近散射點(diǎn)的歸一化FFT和CZT局部細(xì)化頻譜圖(間隔0.15 m)Fig.6 Normalized FFT and CZT spectrograms of scattering point (at 0.15 m interval)

從圖5和圖6中可以看出，對(duì)于強(qiáng)干擾信號(hào)，其細(xì)化頻譜近似為辛格函數(shù)，局部受噪聲影響有所微動(dòng)，而真實(shí)目標(biāo)存在一維距離像，細(xì)化頻譜與辛格函數(shù)差異較大。因此，可將細(xì)化后頻譜與辛格函數(shù)模板作DTW匹配，從而區(qū)分虛假目標(biāo)和真實(shí)目標(biāo)。

考慮到一維距離像具有極大波動(dòng)性，若采用固定參數(shù)的CZT算法進(jìn)行細(xì)化則不利于信號(hào)的自適應(yīng)處理。因此仿真實(shí)驗(yàn)的DTW匹配過(guò)程采用512點(diǎn)歸一化幅度的辛格函數(shù)離散值作匹配模板，分別與不同參數(shù)CZT細(xì)化下干擾目標(biāo)信號(hào)以及真實(shí)目標(biāo)信號(hào)的細(xì)化頻譜做DTW相似度匹配。仿真結(jié)果如圖7和表1所示。

表1 不同參數(shù)下CZT局部細(xì)化頻譜圖的DTW值Tab.1 DTW-values of CZT refined spectrograms for different parameters

由圖7和表1可以看出，DTW值對(duì)于平移偏離以及點(diǎn)數(shù)不等的情況都比較適應(yīng)，且欺騙干擾目標(biāo)與真實(shí)目標(biāo)結(jié)果有較大的差異。此外，為分析DTW值對(duì)應(yīng)噪聲的敏感度，結(jié)合1.2節(jié)分析的正視角下和斜視角下真實(shí)目標(biāo)回波、極近散射點(diǎn)回波，分別在不同信噪比或干噪比干擾信號(hào)回波下作CZT-DTW聯(lián)合檢測(cè)，得到的DTW值變化曲線(xiàn)如圖8所示。

從圖8中可以看出，真實(shí)目標(biāo)信號(hào)與干擾目標(biāo)信號(hào)區(qū)分明顯。真實(shí)目標(biāo)的DTW值明顯大于干擾目標(biāo)，且與視角存在一定的關(guān)系，如斜視角下存在更多的散射點(diǎn)，則其DTW值也更大。在極近間隔散射點(diǎn)情況下，其DTW值雖然減小，但仍明顯大于干擾目標(biāo)DTW值。此外，在較低信噪比或干噪比時(shí)，DTW的值存在較小幅度的波動(dòng)，但不影響其性能。

圖7 不同參數(shù)下CZT局部細(xì)化頻譜圖的DTW值仿真圖Fig.7 DTW-value simulation graph of CZT refined spectrogram for different parameters

圖8 不同情況下DTW值隨SNR/JSR變化曲線(xiàn)圖Fig.8 DTW-value vs. SNR/JSR under different conditions

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

目前引信系統(tǒng)仿真主要有3種方式：物理仿真、數(shù)學(xué)仿真和半實(shí)物仿真[22]。由于技術(shù)上的難點(diǎn)以及高昂的成本，考慮到國(guó)內(nèi)毫米波段的干擾機(jī)仍處于研制階段，物理仿真難以實(shí)現(xiàn)，而數(shù)學(xué)仿真不能夠?qū)崟r(shí)運(yùn)行，因此考慮采用中頻注入式的半實(shí)物仿真技術(shù)，直接由直接數(shù)字式頻率合成(DDS)技術(shù)產(chǎn)生具有相應(yīng)虛假頻率的中頻信號(hào)。結(jié)合(4)式、(6)式，只需調(diào)整DDS輸出頻率及相位，即可達(dá)到模擬干擾信號(hào)通過(guò)接收機(jī)前端混頻后信號(hào)的目的。系統(tǒng)整體方案原理框圖如圖9所示。

圖9 半實(shí)物仿真系統(tǒng)框圖Fig.9 Block diagram of hardware-in-the-loop simulation system

由于實(shí)驗(yàn)條件所限，本文以小汽車(chē)代替裝甲車(chē)輛作為探測(cè)目標(biāo)。若DDS輸出欺騙干擾信號(hào)，調(diào)制頻率對(duì)應(yīng)于20 m處有一虛假目標(biāo)，則探測(cè)器差頻信號(hào)通過(guò)中頻濾波器之后的波形如圖10(a)所示，CFAR檢測(cè)結(jié)果如圖10(b)所示。由圖10可知，盡管真實(shí)目標(biāo)也通過(guò)了CFAR門(mén)限，但是在20 m處虛假目標(biāo)的FFT幅度譜大于真實(shí)目標(biāo)，導(dǎo)致探測(cè)器系統(tǒng)錯(cuò)誤識(shí)別目標(biāo)。以目標(biāo)汽車(chē)實(shí)驗(yàn)樣本為例，分別對(duì)干擾信號(hào)和真實(shí)目標(biāo)信號(hào)作局部CZT頻譜細(xì)化，并提取DTW值，結(jié)果如圖11所示。

圖10 欺騙式干擾下目標(biāo)時(shí)域波形及CFAR檢測(cè)結(jié)果Fig.10 Target signal and CFAR detection results during deceptive jamming

圖11 不同情況下CZT局部細(xì)化頻譜圖的DTW值Fig.11 DTW-value graph of CZT refined spectrogram for different parameters

進(jìn)一步地，移動(dòng)目標(biāo)車(chē)輛使其處于不同探測(cè)器照射方向下，假設(shè)車(chē)頭正對(duì)探測(cè)器照射方向時(shí)方位角α=0° ，每次使目標(biāo)車(chē)輛轉(zhuǎn)動(dòng)45°，直至車(chē)尾正對(duì)探測(cè)器照射方向，計(jì)算對(duì)應(yīng)的DTW值，結(jié)果如表2所示。由表2可以看出，真實(shí)目標(biāo)的DTW值對(duì)于探測(cè)器照射方向比較敏感，需要注意的是，由于時(shí)間和場(chǎng)景的限制，本次實(shí)驗(yàn)以小汽車(chē)代替實(shí)際的裝甲目標(biāo)，而小汽車(chē)車(chē)頭部相對(duì)比較圓滑，其強(qiáng)散射點(diǎn)較少，因此該照射方向下對(duì)應(yīng)的DTW值較小，而其余照射方向下均遠(yuǎn)大于干擾信號(hào)。通常軍用裝甲車(chē)輛等目標(biāo)的結(jié)構(gòu)均比小汽車(chē)復(fù)雜許多，因此基于HRRP的CZT-DTW特征是具有一定實(shí)用價(jià)值的。

表2 不同探測(cè)器照射方向下實(shí)驗(yàn)樣本的DTW值Tab.2 DTW-values of experimental samples in different illumination directions

4 結(jié)論

本文針對(duì)美軍NGJ給亞音速?gòu)椵d毫米波LFMCW體制探測(cè)器帶來(lái)的威脅，提出了一種基于HRRP的CZT-DTW聯(lián)合檢測(cè)的干擾目標(biāo)與真實(shí)目標(biāo)區(qū)分方法。分析了LFMCW體制探測(cè)器多散射中心目標(biāo)差頻信號(hào)模型以及基于DRFM的干擾信號(hào)模型，并利用CZT算法分別對(duì)干擾目標(biāo)信號(hào)與真實(shí)目標(biāo)信號(hào)進(jìn)行頻譜細(xì)化。細(xì)化頻譜表明，干擾目標(biāo)信號(hào)頻譜近似為辛格函數(shù)，局部受噪聲影響有所微動(dòng)，而真實(shí)目標(biāo)信號(hào)由于存在一維距離像，細(xì)化頻譜與辛格函數(shù)差異較大?；诖瞬町?，本文利用DTW算法，以歸一化幅度的辛格函數(shù)離散值作為匹配模板，分別與干擾目標(biāo)信號(hào)和真實(shí)目標(biāo)信號(hào)的細(xì)化頻譜進(jìn)行相似度匹配。結(jié)果表明：

1) 真實(shí)目標(biāo)的DTW值遠(yuǎn)大于干擾目標(biāo)，即使在真實(shí)目標(biāo)一維距離像特征不明顯的情況下，其DTW值仍明顯大于干擾目標(biāo)。

2) 本文檢測(cè)方法對(duì)信噪比或干噪比不敏感，雖然在較低信噪比或干燥比情況下，真實(shí)目標(biāo)DTW值存在波動(dòng)，但不影響其與干擾信號(hào)的區(qū)分。

3) 本文檢測(cè)方法能夠有效區(qū)分真實(shí)目標(biāo)與由DRFM技術(shù)實(shí)現(xiàn)的與真實(shí)目標(biāo)相似度極高的欺騙式干擾目標(biāo)，提高亞音速?gòu)椵d毫米波LFMCW體制探測(cè)器抗干擾性能。

4) 本文算法在DSP+FPGA平臺(tái)上運(yùn)行周期為10 ms左右，且主要費(fèi)時(shí)在DTW匹配段，工程應(yīng)用中算法運(yùn)行速度的優(yōu)化正在研究中。

5) 隨著DRFM干擾技術(shù)的發(fā)展，有源欺騙式干擾機(jī)將能夠產(chǎn)生任意波形，進(jìn)而影響到本文方法的抗干擾效果，如何對(duì)產(chǎn)生任意波形的干擾機(jī)進(jìn)行抗干擾，將在后續(xù)工作中進(jìn)行研究。