數(shù)字單周期電流控制在電磁懸浮系統(tǒng)中的應(yīng)用

蔣啟龍 ，梁 達(dá) ,2，閻 楓

（1. 西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川 成都 611756；2. 磁浮技術(shù)與磁浮列車(chē)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都611756）

電磁吸力懸浮系統(tǒng)具有非線性、不自穩(wěn)的特點(diǎn)，為達(dá)到穩(wěn)定懸浮的目的，一般采用氣隙-電流雙環(huán)控制，其中氣隙外環(huán)根據(jù)氣隙指令和實(shí)際氣隙通過(guò)一定控制律獲得電流指令信號(hào)；電流內(nèi)環(huán)依據(jù)電流指令信號(hào)調(diào)節(jié)電磁鐵線圈中電流，進(jìn)而改變電磁吸力大小，最終實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)定懸浮[1]. 電磁鐵線圈屬于大感性負(fù)載，會(huì)限制電流響應(yīng)速度和跟隨精度，從而影響到系統(tǒng)懸浮效果[2]. 電流環(huán)的作用就是讓線圈電流快速、準(zhǔn)確地跟隨指令電流信號(hào).

為滿(mǎn)足懸浮系統(tǒng)要求，電流環(huán)應(yīng)具備以下特點(diǎn)：（1） 在噪聲限制允許的范圍內(nèi)，電磁鐵電流能夠快速、精確地跟隨指令電流[3]；（2） 有較強(qiáng)的魯棒特性，以增強(qiáng)系統(tǒng)的抗擾動(dòng)性能[4]；（3） 電流紋波應(yīng)盡可能小，以避免懸浮力波動(dòng)[5]. 在現(xiàn)存的電流控制中，基于bang-bang控制原理的電流環(huán)時(shí)間最優(yōu)控制具有跟蹤速度快的優(yōu)點(diǎn)，但誤差帶較大，系統(tǒng)在受到隨機(jī)擾動(dòng)時(shí)極易失穩(wěn)；次速電流控制結(jié)合了最速電流控制和PI控制的優(yōu)勢(shì)，電流調(diào)整速度與最速電流控制相當(dāng)，且克服了最速電流控制抗干擾性能差的缺點(diǎn)[6]，但存在參數(shù)不易整定及控制狀態(tài)切換點(diǎn)難以選擇的不足，且達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)會(huì)存在一定的跟隨誤差.為了改善電流響應(yīng)性能，程金路等[7]和張東升等[8]分別采用有限拍算法和三步電流控制法來(lái)加速電流響應(yīng)，但都存在計(jì)算復(fù)雜的缺點(diǎn).

數(shù)字單周期控制理論是20世紀(jì)90年代初提出的一種非線性大信號(hào)PWM （pulse width modulation）控制理論[9]，其基本控制思想是保證每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中開(kāi)關(guān)變量與控制參考量相等或成比例. 該方法被廣泛運(yùn)用在電壓型控制AC-DC和DC-DC功率變換器的控制中，且主要通過(guò)模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)[10-11].由于單周期控制存在實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、魯棒性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)，近年來(lái)有學(xué)者致力于單周期控制方法的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)[12-16]. 文獻(xiàn)[17-18]基于對(duì)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期電流波形高速多次采樣，構(gòu)建了數(shù)字形式的積分器來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字單周期控制（digital one-cycle control，D-OCC）；文獻(xiàn)[19]在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)對(duì)電流采樣一次，并假設(shè)該開(kāi)關(guān)期間電流為常數(shù)，忽略了開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流的變化，對(duì)系統(tǒng)瞬態(tài)性能的影響. 上述內(nèi)容中，D-OCC方法都是在AC-DC電路中實(shí)現(xiàn)的，對(duì)此文獻(xiàn)[20]提出將單周期算法應(yīng)用于懸浮系統(tǒng)DC-DC功放電路控制中，實(shí)現(xiàn)了對(duì)指令電流的跟蹤，但未與其他控制方法的跟隨效果進(jìn)行比較，也未在實(shí)際系統(tǒng)中驗(yàn)證是否滿(mǎn)足懸浮系統(tǒng)的性能要求. 本文基于TMS320F28335 設(shè)計(jì)了EMS （electromagnetic suspension system）的D-OCC電流控制器，并將之應(yīng)用到在實(shí)際懸浮系統(tǒng)的電流控制中進(jìn)行懸浮實(shí)驗(yàn). 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與電流環(huán)PID （proportion integration differentiation）控制相比，采用D-OCC具有更加平穩(wěn)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能.

1 懸浮系統(tǒng)及斬波器模型

EMS的反饋線性化模型如式（1）所示[21].

式中：i（t）為電磁鐵線圈電流大??；z（t）為懸浮氣隙；g為重力加速度；u（t）為電磁鐵線圈兩端電壓；μ0為真空磁導(dǎo)率；m為電磁鐵等效荷載；N為電磁鐵線圈匝數(shù)；A為有效磁極面積；R為線圈內(nèi)阻；fd為外力擾動(dòng).

根據(jù)式（1）給出的數(shù)學(xué)模型，可得EMS的氣隙-電流雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖1所示[22]，其中：z0為初始懸浮氣隙；iref為電流指令.

圖1 懸浮系統(tǒng)氣隙-電流雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)Fig.1 Air gap-current double loop control structure of EMS

圖1 所示控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的電流環(huán)部分傳統(tǒng)方法采用PID控制，本文則采用D-OCC. 結(jié)合斬波器電路，該部分具體結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中，Vgs1和Vgs2為驅(qū)動(dòng)脈沖.

圖2 懸浮斬波器電路及D-OCC原理示意Fig.2 Schematic diagram of chopper circuit and D-OCC

為了進(jìn)一步研究D-OCC算法，首先對(duì)斬波器工作原理進(jìn)行分析. 為達(dá)到電流快速調(diào)節(jié)的目的，斬波器一般采用S1、S2同時(shí)通斷的控制方式. 由于懸浮系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)線圈電流連續(xù)，且當(dāng)S1、S2同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載兩端承受正向電壓，電源給負(fù)載提供能量，線圈電流增加；當(dāng)S1、S2同時(shí)關(guān)斷，負(fù)載兩端承受反向電壓，能量從負(fù)載回饋至電源，線圈電流減小. 因此斬波器的數(shù)學(xué)模型可用式（2）進(jìn)行描述.

式中：UDC為直流母線電壓；L為電磁鐵的線圈等效電感.

假設(shè)懸浮電磁鐵在額定點(diǎn)（z0，i0）鄰域工作，懸浮氣隙微小的變化對(duì)線圈電感、電阻的影響可以忽略；開(kāi)關(guān)頻率較快，且電磁鐵線圈電感足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流可以認(rèn)為是線性變化的，則斬波器的數(shù)學(xué)模型簡(jiǎn)化為式（3）.

式中：R0、L0分別為電磁鐵線圈在額定工作點(diǎn)的等效電阻和等效電感；iav為被采樣開(kāi)關(guān)周期的平均電流；Δi+、Δi-分別為對(duì)應(yīng)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間和關(guān)斷期間線圈電流的變化量；Ts為開(kāi)關(guān)周期；d為開(kāi)關(guān)占空比.

懸浮線圈中電阻的存在限制了斬波器輸出電流的大小，從而也就決定了系統(tǒng)在額定工作點(diǎn)的電流必須滿(mǎn)足式（4）.

當(dāng)線圈電流達(dá)到i0并維持恒定時(shí)，要求一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間電流增加量與斷開(kāi)期間電流減小量相等，則此時(shí)占空比如式（5）所示.

式中：d0為系統(tǒng)處于額定工作點(diǎn)時(shí)維持電流恒為i0所需的開(kāi)關(guān)占空比.

由式（5）可知，維持恒定電流的占空比與電流大小呈現(xiàn)一次線性關(guān)系，斜率大小為 R /(2UDC) ，所需占空比隨著電流增加而增大.

2 電流D-OCC原理

D-OCC的基本思想就是通過(guò)計(jì)算并給定開(kāi)關(guān)占空比，使得采樣開(kāi)關(guān)周期內(nèi)滿(mǎn)足 iav=iref.

以一個(gè)開(kāi)關(guān)周期為研究階段，則在懸浮線圈工作過(guò)程中存在電流增加、電流平衡和電流減小3種狀態(tài). 設(shè)電流在第n開(kāi)關(guān)周期變化量為Δi（n），則在電流增加狀態(tài) ? i(n)＞0 ， 電流平衡狀態(tài) ? i(n)=0 ，電流減小狀態(tài) ? i(n)＜0 .

以TMS320F28335為控制器，當(dāng)采用增-減計(jì)數(shù)模式PWM波作為開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)時(shí)，3種電流狀態(tài)的DOCC 波形分別如圖 3（a）～（c）所示.

圖3中：TBPRD和TBPHS分別為數(shù)字處理器時(shí)基周期寄存器和時(shí)基相位寄存器的值；ik為時(shí)刻tk線圈電流大?。沪k為時(shí)間段tk～tk+1內(nèi)電流增量；ΔI為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期電流增量.

以電流增加狀態(tài)為例進(jìn)行分析. 電流增加狀態(tài)的控制波形如圖3（a）所示，第n開(kāi)關(guān)周期電流變化量 Δi（n） ＞ 0，而每個(gè)開(kāi)關(guān)周期又可以根據(jù)電流變化方向分為3個(gè)不同時(shí)間段：

（1） 時(shí)間段 t1～t2

在時(shí)間段 t1～t2，S1、S2同時(shí)導(dǎo)通，D1、D2關(guān)斷，負(fù)載承受正向電壓，線圈電流增大，由式（3）得電流增量方程為

（2） 時(shí)間段 t2～t3

在時(shí)間段 t2～t3，S1、S2同時(shí)關(guān)斷，D1、D2導(dǎo)通，負(fù)載承受反向電壓，線圈電流減小，電流增量方程為

（3） 時(shí)間段 t3～t4

時(shí)間段t3～t4與時(shí)間段t1～t2類(lèi)似，電流增量方程為

因此可得在增減計(jì)數(shù)PWM模式下，開(kāi)關(guān)周期內(nèi)電感電流的增量方程為

由式（9）可以推導(dǎo)出，該開(kāi)關(guān)周期的開(kāi)關(guān)占空比為

在采用圖3給出的PWM控制波形情況下，周期內(nèi)平均電流iav如式（11）所示.

圖3 不同電流狀態(tài)增-減計(jì)數(shù)PWM模式D-OCC波形Fig.3 Waveform of D-OCC based on up-down count PWM mode in different current states

根據(jù)D-OCC思想 iav=iref，可以得到：

將式（12）代入式（10），可得到最終占空比如式（13）.

式中：i1為周期初始電流.

由式（13）可知，在恒壓供電的方式下，每個(gè)周期只需要采樣周期電流初值與參考電流大小即可計(jì)算出開(kāi)關(guān)占空比大小，而懸浮系統(tǒng)中參考電流由氣隙控制器給定.

上述給出D-OCC算法中開(kāi)關(guān)占空比的計(jì)算過(guò)程. 對(duì)比式（6）和式（7）可知，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)線圈電流增加速率小于開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)電流減小速率，且兩者之間的差值隨著平均電流的增加而增大. 因此，對(duì)初始電流為0的線圈負(fù)載施加滿(mǎn)足式（5）所示占空比的PWM驅(qū)動(dòng)波形時(shí)，線圈電流將以先快后慢的速率增加，當(dāng)電流均值達(dá)到i0時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電流增量為0 （單個(gè)周期開(kāi)關(guān)開(kāi)通期間電流增加量與關(guān)斷期間電流減小量相等）.

3 單周期電流控制仿真及實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證單周期電流控制算法的有效性，利用Simulink軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證，并對(duì)電流環(huán)D-OCC的懸浮模型與電流環(huán)PID控制的懸浮系統(tǒng)進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)比較.

3.1 仿真及實(shí)驗(yàn)參數(shù)

磁浮小車(chē)的單電磁鐵模型參數(shù)如表1所示.

表1 單電磁鐵模型參數(shù)Tab.1 Single electromagnet model parameters

為使仿真結(jié)果與實(shí)際系統(tǒng)相對(duì)應(yīng)，D-OCC算法仿真參數(shù)依據(jù)實(shí)際系統(tǒng)設(shè)定，具體參數(shù)如表2所示.

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

表2中：線圈等效電阻通過(guò)離線測(cè)量所得，線圈等效電感則根據(jù)公式 L0=μ0N2A/(2z0) 計(jì)算得出.

3.2 仿真及實(shí)驗(yàn)參數(shù)

根據(jù)表2給出的參數(shù)建立D-OCC的電流環(huán)仿真模型，對(duì)偏置為3 A，幅值為3 A，頻率為5 Hz的方波指令電流進(jìn)行跟隨的仿真波形如圖4所示. 由圖4可知，D-OCC和PID控制下電流都可以快速跟隨指令電流，電流穩(wěn)定時(shí)兩種控制方式的紋波幅值均為5 mA，但無(wú)論如何調(diào)節(jié)參數(shù)，PID控制始終存在不小于20 mA的穩(wěn)態(tài)誤差，且隨著指令電流值的增加，穩(wěn)態(tài)誤差有增大趨勢(shì). 而在相同條件下，D-OCC則可以精確跟隨指令值，不存在穩(wěn)態(tài)誤差. 仿真結(jié)果表明，對(duì)指令電流跟隨效果的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能，D-OCC均滿(mǎn)足懸浮系統(tǒng)要求.

圖4 D-OCC電流跟隨仿真波形Fig.4 Current follow simulation waveform based on D-OCC

將D-OCC算法應(yīng)用到懸浮系統(tǒng)的電流環(huán)控制中進(jìn)行仿真，系統(tǒng)啟動(dòng)、加減載及氣隙擾動(dòng)工況的仿真結(jié)果如圖5和圖6所示.

圖5 數(shù)字單周期電流控制懸浮系統(tǒng)起浮及加減載仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of levitation system using current D-OCC with conditions of no-load floating，50% loading and load shedding

圖5 給出單周期電流控制懸浮系統(tǒng)起浮及加減載時(shí)電流和氣隙波形. 由圖5可知，電磁鐵初始?xì)庀稙?3.0 mm，起浮時(shí)最大電流達(dá)到12.0 A，經(jīng)過(guò)0.25 s調(diào)整系統(tǒng)穩(wěn)定懸浮在指定氣隙6.5 mm的位置，電流穩(wěn)定在3.0 A. 仿真運(yùn)行至1.00 s時(shí)刻，系統(tǒng)加載3.25 kg，相當(dāng)于空載質(zhì)量的50%，電流迅速增加，峰值達(dá)5.0 A，懸浮氣隙在增大方向上產(chǎn)生1.5 mm波動(dòng)，經(jīng)過(guò)約0.20 s的調(diào)整，電流減小并穩(wěn)定在3.8 A，懸浮氣隙恢復(fù)至6.5 mm. 仿真運(yùn)行至2.00 s時(shí)刻，系統(tǒng)減載3.25 kg，電流迅速減小，懸浮氣隙在減小方向上產(chǎn)生1.5 mm波動(dòng)，經(jīng)過(guò)約0.20 s的調(diào)整，電流增加并穩(wěn)定在3.0 A，懸浮氣隙恢復(fù)至6.5 mm.

圖6 數(shù)字單周期電流控制懸浮系統(tǒng)氣隙擾動(dòng)仿真波形Fig.6 Simulation waveform of air gap disturbance condition in levitation system using current D-OCC

圖6 給出單周期電流控制懸浮系統(tǒng)氣隙擾動(dòng)的仿真波形. 系統(tǒng)初態(tài)穩(wěn)定在6.5 mm處，穩(wěn)定電流為3.0 A，仿真運(yùn)行至0.50 s和1.50 s時(shí)刻分別施加幅值為1.0 mm，持續(xù)15 ms的氣隙擾動(dòng). 波形顯示施加脈沖擾動(dòng)瞬間電流和氣隙都出現(xiàn)明顯波動(dòng)，但經(jīng)過(guò)約0.20 s的調(diào)整系統(tǒng)重新恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài).

仿真結(jié)果表明，采用D-OCC的電流環(huán)應(yīng)用到懸浮系統(tǒng)中，可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)定懸浮，并且有良好的抗負(fù)載擾動(dòng)和抗氣隙擾動(dòng)性能.

為了進(jìn)一步比較電流環(huán)分別采用兩種控制方式時(shí)懸浮系統(tǒng)的控制性能，在氣隙外環(huán)采用PID控制的前提下，電流內(nèi)環(huán)分別采用PID控制和D-OCC進(jìn)行仿真.

圖7給出了兩種控制方式在空載起浮和50%加載、減載情況下懸浮氣隙的仿真波形. 由圖7可知，無(wú)論是空載起浮、50%加載、50%減載工況，電流環(huán)采用PID控制的調(diào)節(jié)速度比采用D-OCC略快，但調(diào)節(jié)過(guò)程中氣隙波動(dòng)較大. 圖8給出兩種控制方式在穩(wěn)定懸浮情況下受到1.0 mm氣隙擾動(dòng)時(shí)的氣隙仿真波形，由圖8可知，PID控制對(duì)氣隙擾動(dòng)較為靈敏，可以迅速作出響應(yīng)，大約經(jīng)過(guò)0.20 s可以調(diào)整恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)，但調(diào)整過(guò)程中出現(xiàn)3次氣隙波動(dòng). 在相同氣隙擾動(dòng)條件下，D-OCC的響應(yīng)情況較遲鈍，但系統(tǒng)恢復(fù)至穩(wěn)定狀態(tài)的時(shí)間基本與PID控制相同，且調(diào)整過(guò)程中氣隙波動(dòng)次數(shù)較少，只出現(xiàn)1次波動(dòng). 當(dāng)系統(tǒng)調(diào)節(jié)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)后，兩種方法對(duì)系統(tǒng)的控制效果基本相同.

圖7 兩種控制方式空載起浮及50%加減載氣隙波形比較Fig.7 Comparison of air gap waveforms in two control modes with conditions of no-load floating，50% loading and load shedding

圖8 兩種控制方式1 mm氣隙擾動(dòng)時(shí)氣隙波形比較Fig.8 Comparison of air gap waveforms in two control modes with1mm air gap disturbance

3.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

為了進(jìn)一步驗(yàn)證D-OCC算法的有效性，設(shè)計(jì)基于TMS320F28335的數(shù)字單周期電流控制器，并將之投入到實(shí)際系統(tǒng)中進(jìn)行懸浮實(shí)驗(yàn).

懸浮小車(chē)單電磁鐵模型機(jī)械結(jié)構(gòu)如圖9所示，圖中：①表示電磁鐵線圈，由500匝直徑為1.62 mm的漆包線繞制而成；②是由鋁合金材料加工成的連接板，用于實(shí)現(xiàn)懸浮電磁鐵與懸浮架之間的剛性連接；③是采用電工純鐵材料加工成的U型電磁鐵鐵芯；④是T型導(dǎo)軌，采用10 mm厚度的鍍鋅鋼材料；⑤是氣隙傳感器探頭，通過(guò)鐵夾固定在鋼軌上方的懸浮架上；⑥是由鋁合金材料加工而成的懸浮架.

圖9 單電磁鐵模型機(jī)械結(jié)構(gòu)Fig.9 Single electromagnet model mechanical structure

在圖10～12中：示波器通道1測(cè)量電流波形，分辨率為2.5 A/div；通道2測(cè)量氣隙波形，分辨率為4 mm/div.

圖10給出了兩種控制方式下系統(tǒng)空載（電磁鐵等效質(zhì)量為6.50 kg）起浮時(shí)的電流和氣隙波形. 由圖10（a）可知，電流環(huán)采用PID控制的情況下，系統(tǒng)起浮瞬間電流迅速增加，最大達(dá)到15.0 A，于此同時(shí)懸浮氣隙減小，經(jīng)過(guò)0.50 s的調(diào)整達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，但在調(diào)節(jié)過(guò)程中電流和氣隙均出現(xiàn)多次波動(dòng). 由圖10（b）可知，電流環(huán)采用D-OCC的情況下系統(tǒng)起浮時(shí)峰值最大電流約為13.0 A，隨著懸浮氣隙的減小電流減小，大約需要0.40 s的調(diào)整系統(tǒng)可以穩(wěn)定.兩種控制方式下系統(tǒng)穩(wěn)定在給定氣隙6.5 mm時(shí)，電流穩(wěn)定在3.0 A.

圖10 單周期電流控制懸浮系統(tǒng)起浮實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveform of floating condition in EMS using current D-OCC

圖11 給出了兩種控制方式下系統(tǒng)穩(wěn)定懸浮時(shí)50%（3.25 kg）加減載情況下電流和氣隙實(shí)驗(yàn)波形.由圖11（a）可知，電流環(huán)采用PID控制，加載瞬間電流出現(xiàn)較大波動(dòng)，峰值達(dá)到7.0 A，對(duì)應(yīng)的氣隙出現(xiàn)約為3.5 mm的波動(dòng)，經(jīng)0.50 s調(diào)節(jié)達(dá)到穩(wěn)態(tài)，此時(shí)氣隙值為 6.5 mm，電流值為 3.8 A. 由圖 11（b）可知，電流環(huán)采用D-OCC，系統(tǒng)加載瞬間，電流最大值約為5.0 A，同時(shí)存在2.0 mm氣隙波動(dòng)，經(jīng)0.20 s調(diào)整氣隙恢復(fù)至6.5 mm，電流穩(wěn)態(tài)在3.8 A. 系統(tǒng)進(jìn)行50%減載瞬間，氣隙與電流出現(xiàn)相同趨勢(shì)減小，最終氣隙恢復(fù)設(shè)定值，電流穩(wěn)態(tài)值由3.8 A減小至3.0 A，但在減載過(guò)程中電流及氣隙調(diào)節(jié)過(guò)程都比較平穩(wěn).

圖12 給出了兩種控制方式下系統(tǒng)穩(wěn)定懸浮時(shí)施加1.0 mm脈沖氣隙擾動(dòng)的實(shí)驗(yàn)波形. 由圖12（a）可知，在電流環(huán)采用PID控制的情況下，遇到1.0 mm氣隙擾動(dòng)時(shí)，電流和氣隙會(huì)產(chǎn)生較大波動(dòng)，電流波動(dòng)的最大值為6.0 A，氣隙波動(dòng)約為2.5 mm，經(jīng)過(guò)0.50 s調(diào)整恢復(fù)至穩(wěn)定. 由圖12（b）可知，在電流環(huán)采用D-OCC的情況下，遇到1.0 mm的脈沖氣隙擾動(dòng)時(shí)，電流值波動(dòng)的最大值為5.0 A，氣隙波動(dòng)約為1.0 mm，經(jīng)過(guò)約0.70 s調(diào)整系統(tǒng)重新恢復(fù)穩(wěn)定. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，電流環(huán)采用PID控制對(duì)氣隙擾動(dòng)比較敏感，可以快速調(diào)整，但調(diào)整過(guò)程中電流和氣隙波動(dòng)較大，而電流環(huán)采用D-OCC調(diào)整過(guò)程中波動(dòng)較小.

綜上比較，電流環(huán)采用D-OCC的EMS可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定懸浮，且具有良好的抗負(fù)載擾動(dòng)和抗氣隙擾動(dòng)性能，與電流環(huán)采用PID控制相比，在起浮、加減載及氣隙擾動(dòng)情況下，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程更平穩(wěn). 由于實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)漏磁、軌道氣隙不均勻等因素，實(shí)驗(yàn)與仿真結(jié)果變化趨勢(shì)相同，但具體數(shù)據(jù)存在一定差距.

4 結(jié) 論

本文對(duì)EMS懸浮斬波器的D-OCC算法進(jìn)行了詳細(xì)推導(dǎo)，并將采用D-OCC的電流環(huán)投入懸浮系統(tǒng)中進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn). 可以得出以下結(jié)論：

（1） D-OCC算法簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，較模擬單周控制具有控制靈活、可移植性強(qiáng)、便于調(diào)試等優(yōu)點(diǎn)；

（2） 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明采用D-OCC的電流環(huán)能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)指令電流快速準(zhǔn)確跟隨，電流環(huán)采用D-OCC滿(mǎn)足懸浮系統(tǒng)工作要求，與電流環(huán)采用PID控制相比具有較平穩(wěn)的調(diào)節(jié)性能，且具有優(yōu)良的抗干擾性能.

（3） 本文的D-OCC算法是在懸浮電磁鐵處于某一額定懸浮點(diǎn)，即將線圈電感理想化為常數(shù)的情況下推導(dǎo)得出的. 因此需要控制系統(tǒng)的外環(huán)具有良好的調(diào)節(jié)能力，使電磁鐵維持平衡點(diǎn)附近，使該算法趨于準(zhǔn)確. 在后續(xù)的研究中，可以對(duì)線圈電感參數(shù)進(jìn)行在線識(shí)別，從而使該算法不受外環(huán)控制性能的約束.