基于自適應(yīng)并聯(lián)電感同步開(kāi)關(guān)控制的壓電能量俘獲電路設(shè)計(jì)*

周 興,葉益迭,夏樺康,施 閣

(寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,浙江 寧波 315211)

隨著無(wú)線(xiàn)傳感網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展[1-2],采用干電池供電的無(wú)線(xiàn)傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)存在體積大、續(xù)航時(shí)間受限、特定環(huán)境下電池更換困難、以及電池處理不當(dāng)易造成環(huán)境污染等問(wèn)題[3-4]。近年來(lái),環(huán)境能量俘獲作為一種有望解決無(wú)線(xiàn)傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)終身供電問(wèn)題的潛在技術(shù),已經(jīng)引起了人們的廣泛關(guān)注[5-8]。振動(dòng)能量在環(huán)境中分布范圍廣,能量密度高,因此可以通過(guò)俘獲環(huán)境中的振動(dòng)能量來(lái)為無(wú)線(xiàn)傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)供電[4]。與其他振動(dòng)能量收集裝置相比,壓電式裝置具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、能量轉(zhuǎn)換效率高、無(wú)電磁干擾、易于微型化等優(yōu)點(diǎn),因此被廣泛應(yīng)用在環(huán)境振動(dòng)能量俘獲系統(tǒng)中[5-6]。

圖1為壓電振動(dòng)能量俘獲系統(tǒng)的典型架構(gòu)。壓電振動(dòng)能量轉(zhuǎn)換裝置將環(huán)境振動(dòng)能轉(zhuǎn)換為交流電能,整流器將交流電轉(zhuǎn)換為直流電。第3級(jí)中的電壓變換模塊用于調(diào)節(jié)直流電壓,提高電壓品質(zhì),以滿(mǎn)足負(fù)載需求。壓電振動(dòng)能量俘獲系統(tǒng)的效率主要取決于整流器及電壓變換的效率。因此,提高整流器的工作效率對(duì)于壓電振動(dòng)能量俘獲系統(tǒng)而言至關(guān)重要。

圖1 壓電振動(dòng)能量俘獲系統(tǒng)框圖

文獻(xiàn)[9]對(duì)傳統(tǒng)全橋整流電路、同步開(kāi)關(guān)電路(SSHI)與并聯(lián)電感同步開(kāi)關(guān)電路(P-SSHI)進(jìn)行了對(duì)比分析,發(fā)現(xiàn)采用P-SSHI電路比其他兩種電路的能量俘獲效率高。文獻(xiàn)[10]對(duì)同步電荷提取(SCE)技術(shù)和P-SSHI電路的輸出功率進(jìn)行比較,發(fā)現(xiàn)P-SSHI電路的平均輸出功率是SCE電路的1.6倍。相比其他幾種壓電能量俘獲電路,P-SSHI電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn),且能量提取效率高,因此已經(jīng)成為壓電能量俘獲的主流技術(shù)。

曹軍義等[11]設(shè)計(jì)了一種由比較器、單片機(jī)、電流監(jiān)控器和雙向電子開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)的P-SSHI電路并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。但是,該電路采用傳統(tǒng)的全橋整流結(jié)構(gòu),因此整流效率較低。同時(shí),電路中同步開(kāi)關(guān)的閉合持續(xù)時(shí)間需要根據(jù)壓電電容與并聯(lián)電感等先驗(yàn)知識(shí)計(jì)算得到。一旦電路參數(shù)改變,該電路同步開(kāi)關(guān)的閉合持續(xù)時(shí)間必須重新手動(dòng)調(diào)整,否則將導(dǎo)致L-C振蕩無(wú)法及時(shí)終止,造成P-SSHI電路性能下降。張淼等[12]設(shè)計(jì)了一種自供電式P-SSHI壓電能量俘獲電路,該電路同步開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間同樣根據(jù)L-C振蕩周期計(jì)算得到,并采用兩路二階R-C移相電路進(jìn)行邏輯操作予以實(shí)現(xiàn)。一旦電路參數(shù)改變,仍然需要重新手動(dòng)調(diào)整移相角度以實(shí)現(xiàn)同步開(kāi)關(guān)的精準(zhǔn)控制。以上研究中同步開(kāi)關(guān)的閉合持續(xù)時(shí)間都是固定的,無(wú)法根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)控制,因而存在較大的局限性。

針對(duì)以上問(wèn)題,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路。其中,自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)采用零電流檢測(cè)方法實(shí)現(xiàn)同步開(kāi)關(guān)的精準(zhǔn)閉合與斷開(kāi),從而對(duì)L-C振蕩時(shí)間進(jìn)行自適應(yīng)控制。在理論分析與電路仿真的基礎(chǔ)上,搭建了完整的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),驗(yàn)證了所提技術(shù)的可行性。

1 壓電振動(dòng)能量俘獲電路的基本原理

圖2是壓電振動(dòng)能量俘獲的經(jīng)典電路。虛線(xiàn)框內(nèi)是壓電振動(dòng)能量轉(zhuǎn)換裝置的等效電學(xué)模型[13],由等效電流源iP、壓電電容CP與寄生電阻RP并聯(lián)而成。圖2中CL為濾波電容,RL為整流電路的負(fù)載。

圖2 傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路原理圖

假設(shè)正弦電流源為iP(t)=IPsin(ωt),其中IP是電流幅值,ω是振動(dòng)角頻率。整流橋上的4個(gè)二極管的壓降均為VD,則傳統(tǒng)全橋整流電路輸出電流的平均值是

(1)

式中:VOUT是一段時(shí)間后濾波電容CL上的穩(wěn)態(tài)電壓。

傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路存在以下缺點(diǎn):①壓電電流iP(t)的每一個(gè)周期內(nèi)(其電流波形如圖5所示),壓電振動(dòng)能量轉(zhuǎn)換裝置的壓電電容CP上的電壓從0V逐漸升高到一個(gè)最大值,在電流反向的時(shí)候首先需要中和掉CP上原有的電荷,才能使得CP上的電壓反向并且從0V開(kāi)始上升。在此期間,浪費(fèi)掉一部分能量,造成電路的能量俘獲能力差。②圖2 中的全橋整流電路的二極管采用的是普通二極管。一方面,較高的普通二極管導(dǎo)通壓降使得此整流電路的閾值電壓較高,整流電路的導(dǎo)通角小,直接影響了從壓電振動(dòng)能量轉(zhuǎn)換裝置中提取電能的范圍,導(dǎo)致電路的功率提取能力差;另一方面,普通的二極管較高的正向?qū)▔航禃?huì)使此電路的自身功耗較大。

針對(duì)傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路能量俘獲能力低的問(wèn)題,有研究人員提出了具有并聯(lián)電感同步開(kāi)關(guān)控制的壓電能量俘獲電路,如圖3所示。

圖3 P-SSHI壓電能量俘獲電路原理圖

P-SSHI電路就是在壓電振動(dòng)收集裝置和整流電路之間并聯(lián)一個(gè)用開(kāi)關(guān)SW控制的電感L。當(dāng)電流iP(t)經(jīng)過(guò)零點(diǎn)時(shí),同步開(kāi)關(guān)SW閉合并觸發(fā)L-C振蕩,并在電容CP上的電壓反向后及時(shí)關(guān)斷SW。電容CP上的電荷不會(huì)因電流反向而被中和,從而提高能量俘獲效率。

在理想情況下,P-SSHI電路中同步開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間t為L(zhǎng)-C諧振周期T的一半,即t=T/2。其中,

(2)

式中:R為L(zhǎng)-C諧振回路中的等效電阻。

而在實(shí)際情況下,同步開(kāi)關(guān)的控制會(huì)出現(xiàn)一定的延時(shí)或者提前,而且不同應(yīng)用環(huán)境下,電路中電感L,壓電電容CP,L-C振蕩回路中的等效電阻R的參數(shù)會(huì)發(fā)生變化。因此,P-SSHI實(shí)際電路中的同步開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間t與T/2存在時(shí)間差Δt。即

t=T/2+Δt

(3)

因而P-SSHI能量俘獲電路正弦半波電流的平均值可表示為

(4)

式中:ωn為L(zhǎng)-C諧振回路的振蕩的角頻率。

由式(1)和式(4)可知,與傳統(tǒng)全橋整流電路相比,P-SSHI壓電能量俘獲電路可以將能量提高η倍:

(5)

在P-SSHI電路中,若同步開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間無(wú)法準(zhǔn)確跟隨L-C振蕩半周期,會(huì)使Δt增大,從而造成式(4)中〈io(t)〉和式(5)中η減小,即電路的能量俘獲效率降低。由此可見(jiàn),精準(zhǔn)的開(kāi)關(guān)控制可以有效提高壓電能量俘獲效率。

此外,根據(jù)式(4)和式(5),二極管導(dǎo)通壓降VD也是影響壓電能量俘獲效率的一個(gè)主要因素。降低VD也可有效提高電路的能量俘獲效率。

2 具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路

基于以上分析,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路,如圖4所示。有源整流電路中,上半橋采用交叉耦合的PMOS管結(jié)構(gòu),而下半橋采用比較器和NMOS管構(gòu)成的有源整流二極管結(jié)構(gòu),以降低整流管的導(dǎo)通壓降VD。其中,比較器CMP1(CMP2)除了控制MN1(MN2)的導(dǎo)通和截止,還為整流電路提供零電流檢測(cè)信號(hào),控制同步開(kāi)關(guān)的閉合,省卻了額外的檢測(cè)電路。此外,所提電路通過(guò)L-C諧振回路中的零電流檢測(cè)信號(hào)控制同步開(kāi)關(guān)斷開(kāi),而非采用傳統(tǒng)的固定延時(shí)控制[11,12],能更好地跟隨T/2,減小時(shí)間差Δt,實(shí)現(xiàn)電路的實(shí)時(shí)檢測(cè)和自適應(yīng)同步開(kāi)關(guān)控制。

圖4 具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路

2.1 同步開(kāi)關(guān)控制

P-SSHI電路同步開(kāi)關(guān)控制的難點(diǎn)在于檢測(cè)壓電元件的最大位移時(shí)刻和L-C振蕩結(jié)束時(shí)刻。一般通過(guò)檢測(cè)壓電電壓VP(t)的峰值點(diǎn)或者壓電電流iP(t)的零電流點(diǎn)來(lái)判斷壓電元件的最大位移。本文所提電路通過(guò)檢測(cè)圖4中比較器CMP1和CMP2的輸出信號(hào)來(lái)判斷iP(t)的零點(diǎn),以此檢測(cè)壓電元件的最大位移時(shí)刻:CMP1與CMP2的信號(hào)下降沿都為iP(t)的零點(diǎn),此時(shí),D觸發(fā)器被觸發(fā),Q′為低電平,開(kāi)關(guān)SW閉合,從而形成L-C振蕩回路(本設(shè)計(jì)中開(kāi)關(guān)SW采用兩個(gè)背靠背的PMOS管實(shí)現(xiàn),如圖4點(diǎn)線(xiàn)框內(nèi)所示)。通過(guò)檢測(cè)兩個(gè)背靠背的PMOS管的壓降來(lái)判斷電感L中的電流是否為零,以此來(lái)判斷L-C振蕩是否結(jié)束:若電感L中有電流,兩個(gè)PMOS管端有壓降,則L-C回路處于振蕩中;若電感L中無(wú)電流,兩個(gè)PMOS管端無(wú)壓降,則L-C振蕩結(jié)束。一旦L-C振蕩結(jié)束,D觸發(fā)器復(fù)位,Q′為高電平,兩個(gè)PMOS管都截止,即斷開(kāi)開(kāi)關(guān)SW,這時(shí)L-C振蕩回路斷開(kāi)。本文所設(shè)計(jì)的電路采用有源整流模塊和零電流檢測(cè)模塊相結(jié)合,使得檢測(cè)和控制電路簡(jiǎn)單化。電路中開(kāi)關(guān)閉合和斷開(kāi)的時(shí)間由整流電路中的零電流檢測(cè)和L-C振蕩回路中的零電流檢測(cè)決定,開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間可根據(jù)電路參數(shù)自適應(yīng)改變,保證了壓電能量俘獲的高效率。

2.2 電路的工作原理

本文所提電路的理論工作波形如圖5所示,其中iP(t)表示的等效電流源,VAB表示的是壓電片的輸出端的電壓,VC表示的是開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的波形。

圖5 電路的壓電片輸出端信號(hào)和開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的波形圖

為更好地描述具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的工作原理,圖6給出了穩(wěn)態(tài)情況下等效電流源iP(t)正半周期時(shí),電路的3種不同狀態(tài)。此時(shí),VA

圖6 電路在等效電流源iP(t)為正半周期 時(shí)候的3種工作狀態(tài)

狀態(tài)1在狀態(tài)1期間,00,NMOS管MN2也截止,因此沒(méi)有電流流過(guò)MP1和MN2。iP(t)僅僅對(duì)壓電電容CP進(jìn)行充電。

狀態(tài)2隨著iP(t)不斷流入壓電電容CP,導(dǎo)致VBA增加,當(dāng)VBA≥|VTHP|時(shí),MP1導(dǎo)通。由于節(jié)點(diǎn)B與輸出節(jié)點(diǎn)VOUT短路,所以VBA的增加導(dǎo)致了VA的減少。當(dāng)VA≤0時(shí),比較器CMP2的將輸出高電平,使得MN2導(dǎo)通,使電路進(jìn)入狀態(tài)2。在狀態(tài)2中,MP1和MN2都導(dǎo)通,因此電路形成輸出回路。由于濾波電容CL的值大于壓電電容CP,iP(t)將主要流入CL。

當(dāng)?shù)刃щ娏髟磇P(t)的幅度隨時(shí)間逐漸減小至零時(shí),正半周結(jié)束。

狀態(tài)3在iP(t)反向的時(shí)刻(即等效電流源iP(t)在零點(diǎn)的時(shí)刻),電路進(jìn)入狀態(tài)3。壓電電容CP上充滿(mǎn)了電,此時(shí)同步開(kāi)關(guān)閉合,并聯(lián)電感L和壓電電容CP形成L-C振蕩回路,將電容上的電壓在這一時(shí)刻進(jìn)行反向,待L-C振蕩結(jié)束后,CP上的電壓完成反向,同步開(kāi)關(guān)及時(shí)斷開(kāi)。至此,狀態(tài)3結(jié)束。

等效電流源iP(t)繼續(xù)減小,當(dāng)電流源為負(fù)半周期時(shí),VA>VB時(shí),PMOS管MP 1截止,比較器CMP2輸出低電平,NMOS管MN2也截止。同理,整流電路可以被劃分為與輸入信號(hào)正半周期對(duì)應(yīng)的3種操作狀態(tài)。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提壓電能量俘獲電路的功能與性能,本文在理論分析與電路仿真的基礎(chǔ)上,進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試,實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖7所示。

圖7 具有P-SSHI結(jié)構(gòu)的壓電能量俘獲電路的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

實(shí)驗(yàn)采用一個(gè)壓電懸臂梁作為壓電能量轉(zhuǎn)換裝置,其壓電片材質(zhì)為壓電陶瓷片,型號(hào)為PZT-5A,尺寸為60 mm×31 mm,基板尺寸為80 mm×33 mm×0.6 mm。采用RIGOL DG1022U信號(hào)發(fā)生器生成激勵(lì)信號(hào),經(jīng)LA-800線(xiàn)性功率放大器放大后驅(qū)動(dòng)VT-500電磁激振器,作為壓電片的振動(dòng)源。本文所提電路采用分立元件予以實(shí)現(xiàn),其主要元器件型號(hào)及參數(shù)如表1所示。

圖8所示為連接本文所提電路的壓電片兩個(gè)輸出端之間的壓差波形。圖9所示為同步開(kāi)關(guān)控制信號(hào)(上)與壓電片一端電壓的波形(下)對(duì)應(yīng)圖。在壓電片輸出一端的上升沿和下降沿開(kāi)關(guān)控制信號(hào)都會(huì)產(chǎn)生一個(gè)瞬間的低電平,并且緊緊跟隨。實(shí)驗(yàn)中開(kāi)關(guān)是用兩個(gè)背靠背的PMOS管實(shí)現(xiàn),當(dāng)控制信號(hào)為低電平時(shí),開(kāi)關(guān)閉合,L-C諧振開(kāi)始。一旦L-C諧振結(jié)束,電感中無(wú)電流,同步開(kāi)關(guān)馬上斷開(kāi)。本文提出的電路中整個(gè)L-C諧振過(guò)程開(kāi)關(guān)的通斷時(shí)間由檢測(cè)電路得到,可根據(jù)電路參數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)。

表1 電路中主要器件的型號(hào)及參數(shù)

圖8 壓電片輸出端之間的電壓差波形

圖9 自適應(yīng)P-SSHI開(kāi)關(guān)控制結(jié)構(gòu)下產(chǎn)生的波形

本文采用控制變量法來(lái)驗(yàn)證所提出電路的開(kāi)關(guān)控制的自適應(yīng)性。在僅改變電感L或者僅改變壓電電容CP的條件下,開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間(圖4中的開(kāi)關(guān)控制端C點(diǎn)的輸出波形中一個(gè)周期內(nèi)低電平的持續(xù)時(shí)間)如圖10及圖11所示。其中,圖11中的數(shù)據(jù)由于實(shí)驗(yàn)條件的限制,無(wú)法實(shí)測(cè)5片壓電電容值差異明顯的壓電片,因此,通過(guò)在壓電片輸出端并聯(lián)無(wú)極性電容來(lái)模擬具有不同壓電電容的壓電片。由于在圖8中的上升沿和下降沿時(shí)刻,P-SSHI的控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通性能不同,導(dǎo)致L-C諧振回路的電阻參數(shù)有差異,諧振時(shí)間不一致,因此,開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間的仿真值和實(shí)際測(cè)量值均有兩組數(shù)據(jù),也進(jìn)一步體現(xiàn)了開(kāi)關(guān)控制的自適應(yīng)性。圖中的理論值根據(jù)式(2)估算得到。而“仿真值1”和“實(shí)際測(cè)量值1”代表圖8中的波形從負(fù)電平翻轉(zhuǎn)到正電平的時(shí)候開(kāi)關(guān)閉合的持續(xù)時(shí)間。(其中圖8中的波形圖為圖4中B點(diǎn)減去A點(diǎn)所得的電壓差。)而“仿真值2”和“實(shí)際測(cè)量值2”則表示圖8中的波形從正電平翻轉(zhuǎn)到負(fù)電平的時(shí)候開(kāi)關(guān)閉合的持續(xù)時(shí)間。

圖10 不同的電感對(duì)開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間的影響

圖11 不同的壓電電容對(duì)開(kāi)關(guān)閉合持續(xù)時(shí)間的影響

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提出的具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的優(yōu)勢(shì),本文還進(jìn)行了對(duì)比實(shí)驗(yàn),將所提出的電路與全橋整流電路、僅具有有源整流結(jié)構(gòu)電路在相同實(shí)驗(yàn)條件下搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行測(cè)試。

圖12為在不同負(fù)載下測(cè)得的3種電路的輸出電壓,隨著負(fù)載電阻的增大,3種電路的輸出電壓也持續(xù)增大。但在相同負(fù)載下,本文提出的具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的輸出電壓明顯高于另兩種電路。

圖12 負(fù)載電阻和輸出電壓之間的關(guān)系

由于本文設(shè)計(jì)的電路中有源電路部分最大的功耗來(lái)自有源整流電路中的兩個(gè)比較器,而比較器只在翻轉(zhuǎn)時(shí)具有動(dòng)態(tài)功耗,即工作在當(dāng)且僅當(dāng)壓電片等效電流源反向的瞬間,而壓電片振蕩頻率只有十幾Hz,所以其動(dòng)態(tài)功耗幾乎可忽略不計(jì)。因此,比較器的總功耗主要為靜態(tài)功耗,只需選用較低靜態(tài)功耗的比較器即可。此外,邏輯芯片的功耗亦可忽略不計(jì)。

(6)

根據(jù)圖12以及式(6)可得負(fù)載電阻與實(shí)驗(yàn)電路的輸出功率之間的關(guān)系。而本電路乃有源電路,需將有源部分的功耗3.5 μW扣除才是真正的輸出功率,如圖13所示。圖13中,給出的坐標(biāo)點(diǎn)乃三條曲線(xiàn)的極值點(diǎn)以及全橋整流電路在負(fù)載電阻為100 kΩ的情況下其輸出功率的大小。

從圖13中可以看出,在相同的負(fù)載電阻的情況下,本文提出電路的輸出功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于僅有源整流結(jié)構(gòu)電路和全橋整流結(jié)構(gòu)電路的輸出功率。在負(fù)載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文提出的電路將輸出功率提高了132%。說(shuō)明本文提出的電路結(jié)構(gòu),可大大提高壓電能量俘獲電路的整流效率和能量俘獲能力。

圖13 負(fù)載電阻和輸出功率之間的關(guān)系

4 結(jié)論

本文首先分析了傳統(tǒng)全橋整流電路與P-SSHI電路的工作原理;然后針對(duì)已有電路存在的缺點(diǎn),提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路,并就所提電路的電路結(jié)構(gòu)、工作原理及典型波形進(jìn)行了詳細(xì)闡述;最后,設(shè)計(jì)了原型電路并搭建了完整的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),驗(yàn)證了所提技術(shù)的可行性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,所提電路可以實(shí)現(xiàn)同步開(kāi)關(guān)的自適應(yīng)控制,以及采用超低壓降有源整流可以提高整流效率。在負(fù)載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文所提電路將輸出功率提高了132%。