基于高速電流脈沖前放的數(shù)字式電荷積分型能譜儀系統(tǒng)設(shè)計(jì)*

曾國強(qiáng)，盛 磊，卿 松，嚴(yán) 磊，胡傳皓，楊壽南，葛良全

(成都理工大學(xué) 四川省地學(xué)核技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610059)

數(shù)字化能譜測量是核電子學(xué)中的重要部分[1-2]，廣泛應(yīng)用于核科學(xué)實(shí)驗(yàn)、核技術(shù)應(yīng)用及反應(yīng)堆工程等領(lǐng)域[3].傳統(tǒng)上針對電荷靈敏放大器的數(shù)字化梯形成型能譜測量系統(tǒng)[4]應(yīng)用廣泛，并起到了良好的應(yīng)用效果[5].該方法采用電荷靈敏前放將探測器輸出電流脈沖積分得到電壓脈沖，對電壓脈沖數(shù)字化后，在FPGA內(nèi)部設(shè)計(jì)數(shù)字化濾波成形算法降低噪聲并提取脈沖的高度，從而獲得能譜.但是在高計(jì)數(shù)率情況下，電荷靈敏前放發(fā)生堆積的可能性大大提高，后級數(shù)字化多道難以識別堆積脈沖，從而導(dǎo)致能譜測量出現(xiàn)誤差[6].為此，需要采用電流型脈沖前放代替?zhèn)鹘y(tǒng)能譜儀系統(tǒng)中的電荷靈敏前放，對探測器輸出電流脈沖進(jìn)行直接放大[7]，從而大大降低脈沖信號的堆積、同時由于電流信號傳輸放大的強(qiáng)抗干擾性，使得原始的粒子脈沖信息可以被準(zhǔn)確地在后級處理系統(tǒng)中還原.由于電流脈沖信號通常較窄(1～500 ns)，需要采用更高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器才能保證采樣的電流信號不失真.對數(shù)字化電流脈沖信號的能譜測量，則需要設(shè)計(jì)數(shù)字式電荷積分算法(DQDC)，通過DQDC設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)電流脈沖信號的積分，脈沖抗堆積，數(shù)字恒比定時，從而實(shí)現(xiàn)高計(jì)數(shù)率的能譜測量.

1 方法設(shè)計(jì)

1.1 總體結(jié)構(gòu)

該數(shù)字式電荷積分型能譜儀系統(tǒng)框圖如圖1所示，系統(tǒng)采用ADA4817高速JFET型運(yùn)算放大器構(gòu)建快速電流脈沖型前置放大器.數(shù)字系統(tǒng)主要由XILINX-V4可編程邏輯門陣列(FPGA)芯片與500 MSPS采樣率的AD9434模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)構(gòu)成.對于核輻射探測器而言，可以等效為一個電流源.為此,本文設(shè)計(jì)了電流脈沖型前置放大器直接放大核輻射探測器輸出的微弱電流脈沖.不同于電荷靈敏放大器將電流信號積分后再放大,所設(shè)計(jì)的電流脈沖型前置放大器采用電流并聯(lián)反饋結(jié)構(gòu)，是一種快速的線性電流放大器.為了保證對快速型核輻射探測器(LaBr3)電流信號的放大，電流脈沖型前置放大器應(yīng)具有500 MHz的有效帶寬及nA級別的輸入偏置電流，為此采用低輸入偏置電流的ADA4817與高速高輸出電流的AD8001構(gòu)成復(fù)合型閉環(huán)反饋放大電路.設(shè)計(jì)示意圖如圖2所示，其比例系數(shù)記為p.如式(1)和(2)所述，其中I1與I2分別是R1與R2上通過的電流.該電流型前置放大器對電流的增益為式(1)所述，輸出的電壓Vout正比于輸入的脈沖電流信號Iin，如式(1)和(2)所述.

(1)

(2)

對于NaI與LaBr3等快速型閃爍體探測器所輸出的脈沖信號，可以保證其原始上升時間和脈沖寬度信息不變，從而得到較為理想的電荷量與射線能量的正比關(guān)系.系統(tǒng)輸入脈沖保持了很小的射線脈沖寬度，從而可以降低系統(tǒng)脈沖的堆積概率[8].經(jīng)過該前置放大器放大的電流信號經(jīng)過高速ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號進(jìn)入FPGA，進(jìn)行數(shù)字信號處理.FPGA中的數(shù)字信號處理包含了以數(shù)字恒比定時(DCFD)為核心的數(shù)字式電荷積分(DQDC)通道(即慢通道)，以反褶積成型為核心的快觸發(fā)通道(fast-trigger,即快通道).下面將對數(shù)字電路中所設(shè)計(jì)的快慢通道算法原理以及實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行詳細(xì)說明.

1.2 電荷積分與堆積拒絕方法設(shè)計(jì)

對于閃爍體探測器，射線粒子進(jìn)入閃爍體靈敏體積之后，將能量沉積在閃爍體內(nèi)，閃爍體發(fā)光并被光電轉(zhuǎn)換器件所捕捉[13].由于閃爍體發(fā)光特性的不同及與光電倍增管電氣特性所形成的RC網(wǎng)絡(luò)，使得脈沖信號產(chǎn)生拖尾與展寬，其衰減的規(guī)律可以由式(3)來表達(dá)[14]，根據(jù)所采用的光電轉(zhuǎn)換器件(即光電倍增管)的基本原理，其輸出的信號是一個表征了粒子能量的電流信號.

(3)

由快速電流型前置放大器放大的電流信號由ADC離散化后函數(shù)變?yōu)槭?4)的序列.如圖2所示，每個脈沖下所包含的面積正比于該粒子在探測器中所沉積的能量，表征了入射粒子射線的能量大小.其等效的脈沖面積A正比于粒子能量Q，其中ΔT為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣間隔，τ為原始負(fù)指數(shù)信號的衰減時間常數(shù),p為高速電流前放的放大系數(shù),u[n]為階躍函數(shù)的離散序列.

(4)

電荷積分通常采用一定的算法來確定一個窗口信號，在窗口信號有效的時間范圍內(nèi)，提取原始信號中屬于粒子脈沖的部分進(jìn)行數(shù)字積分運(yùn)算，對于該窗口信號的處理，Knoll與Craig分別采用一個和多個的固定閾值進(jìn)行判定，產(chǎn)生窗口信號[9].針對這種固定閾值存在的噪聲，低能信號觸發(fā)困難以及對不同特性的信號響應(yīng)存在差異等問題，Kim等人采用恒比定時的方法產(chǎn)生固定大小窗口的起始信號[10]，但是由于固定窗口對于不同寬度的脈沖存在欠積分或者過積分的問題，Moline與Thevenin等人采用了對原始信號求導(dǎo)，再根據(jù)動態(tài)閾值而獲取窗口信號的方法[11].雖然采用標(biāo)準(zhǔn)差來控制噪聲的誤觸發(fā)，但是基于導(dǎo)數(shù)的判定方法仍會產(chǎn)生較高的噪聲觸發(fā)比例.本文所提出的方法慢通道檢測脈沖窗口的開始與結(jié)束來源于同一個基于數(shù)字恒比定時的自適應(yīng)判定過程，該方法避免了不同判定信號與邏輯之間的觸發(fā)差異，從而保證窗口起始與停止的比例恒定.同時,采用快通道的變換只作為信號堆積的檢測，慢通道的判斷信息將用于從原始信號提取對應(yīng)的脈沖信息[12]，這樣避免了變換后的信號作為窗口信號判斷而帶來錯誤積分觸發(fā).

進(jìn)入數(shù)字恒比定時甄別器(DCFD)通道的數(shù)字信號，基于數(shù)字恒比定時甄別原理實(shí)現(xiàn)信號的恒定比例觸發(fā)產(chǎn)生積分窗口信號.對于具有25 ns前沿的信號設(shè)定，其延時信號滯后于原始信號80 ns.其脈沖序列經(jīng)過時長為d的延遲和系數(shù)為k的衰減分別得到式(5)與式(6).將兩個信號序列做差分處理得到新的離散序列式F(N)，如式(9)，則解算不等式F(N)>0得到的解的區(qū)間即為該脈沖的恒比觸發(fā)范圍[N1,N2],對應(yīng)恒比定時的觸發(fā)時間區(qū)間[t1,t2].再經(jīng)過展寬修正以獲得包含完整脈沖信號在內(nèi)的門限電平信號區(qū)間[t1,t2]，從而能在DCFD的延遲信號大于衰減信號的時候作為觸發(fā)的門限高電平，如圖3所示.對原始電流信號進(jìn)行門限積分所得到的結(jié)果EI即正比于射線粒子能量Ep，可由式(8)表達(dá).恒比定時的觸發(fā)比f由式(9)可以得到，對于固定系統(tǒng)來說，其系數(shù)a為常數(shù)，同時在固定衰減比k后，對于不同信號其DCFD的觸發(fā)比為一個常數(shù)，從而達(dá)到了脈沖恒比觸發(fā)的目的.

(5)

(6)

(7)

(8)

采用恒比定時可以消除脈沖幅度游動，從而更加準(zhǔn)確完整地進(jìn)行電流脈沖積分，故能更加準(zhǔn)確地獲得粒子的能量信息.如圖3所示為以數(shù)字恒比定時(DCFD)為核心邏輯的數(shù)字式電荷積分模塊的邏輯與時序示意圖.對于偶然堆積信號，由于不完全重疊的合峰會在脈沖波形上呈現(xiàn)兩個波峰，可以采用堆積判斷模塊進(jìn)行判定.原始的輸入信號——式(4)表征探測器信號的負(fù)指數(shù)信號經(jīng)過反褶積變換得到單位沖激脈沖序列，其中ΔT為采樣間隔時間，τ為原始脈沖的時間常數(shù)[5，15]，A為提高觸發(fā)穩(wěn)定性所設(shè)置的放大系數(shù).

(9)

(10)

F(n)=Aδ[n]=A[VIout[n]-

(11)

圖4虛線①為原始輸入探測器信號，圓點(diǎn)實(shí)線②信號是變換得到的反褶積信號.對于該脈沖信號，采用數(shù)個數(shù)字施密特觸發(fā)器級聯(lián)進(jìn)行判斷，從而獲得快通道的穩(wěn)定觸發(fā)信號.該觸發(fā)門限信號的上升沿表征脈沖波形的起始時刻，即作為粒子發(fā)生相互作用的事件標(biāo)志.實(shí)線③脈沖為成型后的信號經(jīng)過數(shù)字施密特觸發(fā)器生成的觸發(fā)信號的邊沿脈沖信號，采用該信號來判斷和處理合峰效應(yīng)與高計(jì)數(shù)率下的堆積.如圖5的脈沖與邏輯圖所示，其原始信號(a)經(jīng)過反褶積獲得反褶積信號(b)，再經(jīng)過多級施密特進(jìn)行觸發(fā)獲得門電平信號(c)，然后再取得每個門電平的下降沿而獲得信號(d)，作為每次粒子事件發(fā)生的標(biāo)志.通過設(shè)計(jì)的數(shù)字邏輯判斷兩次觸發(fā)信號之間的間距.小于待測探測器脈寬的時候，認(rèn)為兩次的脈沖事件屬于脈沖堆積事件，此時將舍棄慢通道計(jì)算所得的脈沖能量數(shù)據(jù)，即舍棄來自于恒比定時的信號(e)，獲得最終輸出使能信號(f)，并做計(jì)數(shù)率矯正.

2 FPGA設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

探測器所輸出的電流信號經(jīng)過專門設(shè)計(jì)的電流脈沖型前放進(jìn)行放大后進(jìn)入高速ADC進(jìn)行離散化，然后在FPGA中進(jìn)行運(yùn)算處理.

如圖6所示為 FPGA中數(shù)字電荷積分與堆積拒絕雙通道邏輯示意圖.圖中包含了快通道的堆積拒絕邏輯以及慢通道的恒比定時數(shù)字積分邏輯.其中快通道對原始信號進(jìn)行反褶積成型以獲得一個反褶積后的脈沖信號，成型后的信號作為快速堆積甄別與計(jì)數(shù)率補(bǔ)償?shù)囊罁?jù)，慢通道通過數(shù)字恒比定時(DCFD)來提供電流數(shù)字積分窗口信號.在慢通道里，代表著原始探測器電流信號的數(shù)字信號在窗口信號的作用下被觸發(fā)積分.高速ADC選用的并行輸出的500MSPS采樣率的AD9434，F(xiàn)PGA采用高性能的XILINX的Virtex-4系列.圖6中數(shù)據(jù)延遲的操作采用不同深度的移位寄存器來控制.

3 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)與結(jié)果討論

3.1 脈沖通過率測試

脈沖通過率測試主要采用精密信號發(fā)生器作為信號源，測試脈沖為負(fù)指數(shù)信號，測試脈沖頻率從1 MHz到30 MHz，測試其輸出粒子計(jì)數(shù)個數(shù)與相同時間內(nèi)輸入脈沖計(jì)數(shù)并通過式(12)計(jì)算出脈沖通過率.測試結(jié)果如圖7所示.在達(dá)到30 MHz的脈沖頻率輸入的時候，由于脈沖上升沿持續(xù)時間的減少使得該時間內(nèi)采樣點(diǎn)數(shù)減少到采樣定理所需界限之下，導(dǎo)致的不穩(wěn)定觸發(fā)使得脈沖通過率發(fā)生下降.在脈沖頻率小于等于29 MHz的時候，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示其脈沖通過率達(dá)到平均99.98%，最低99.87%.

(12)

3.2 放射源能譜響應(yīng)測試

使用Cs-137放射源進(jìn)行測試，將源放置于與探測器不同距離來測試，以控制放射源對探測器的照射量率.在統(tǒng)計(jì)通過率為82.3 kcps，即零距離入射的時候，相比于傳統(tǒng)電荷靈敏前放的數(shù)字能譜系統(tǒng)的脈沖系統(tǒng)死時間為24.5%，本文基于電流型前放設(shè)計(jì)的能譜系統(tǒng)死時間為2.26%.測試裝置如圖8(a)所示，圖8(b)為電流脈沖型數(shù)字化能譜儀與傳統(tǒng)數(shù)字化能譜儀在不同脈沖通過率下的測試情況.表1是該組測試的測試數(shù)據(jù).由圖表可知，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字電荷積分式數(shù)字化能譜儀具有更低的死時間，更高的脈沖通過率，同時保證能量分辨率基本一致.

表1 兩種數(shù)字能譜儀分辨率與脈沖通過率測試結(jié)果Tab.1 Test results of resolution and pulse passing ratio of two types of digital spectrometers

如圖9所示，譜線①為使用傳統(tǒng)針對電荷靈敏前置放大器設(shè)計(jì)的數(shù)字能譜儀所測試的Cs-137的能譜，譜線②為基于本文所提出的方法的能譜系統(tǒng)所測試得到的Cs-137的能譜.由圖9可以看出,兩種數(shù)字多道系統(tǒng)對Cs-137的能量分辨率均達(dá)到了7.53%，傳統(tǒng)的數(shù)字多道由于脈沖堆積死時間，增加而丟棄了一部分計(jì)數(shù)，而本文設(shè)計(jì)的數(shù)字電荷積分型能譜儀的堆積較低，從而降低了系統(tǒng)的死時間，增加了系統(tǒng)的計(jì)數(shù)率，使得放射性測量的精度與測量時間都有所改善.

為了測試本文設(shè)計(jì)系統(tǒng)在更高計(jì)數(shù)率下對不同類型放射源的測量效果，將133Ba，137Cs，152Eu，134Cs，60Co五種放射源放置一起，采用NaI(Tl)探測器進(jìn)行測試，經(jīng)測試，系統(tǒng)的通過率為87.6 kcps，系統(tǒng)死時間為2.9%.實(shí)測譜線圖如圖10所示.

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了基于高速電流脈沖前放的數(shù)字式電荷積分型能譜儀系統(tǒng)，該系統(tǒng)設(shè)計(jì)了高速模擬前端電路，采用Xilinx-Virtex4 FPGA芯片與500 MSPS采樣率高速ADC實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號處理.開展了最大脈沖通過率與放射源能譜響應(yīng)測試.當(dāng)輸入 29 MHz測試信號時，系統(tǒng)死時間低于0.03%.采用NaI(Tl)探測器開展Cs-137放射源能譜測量，系統(tǒng)通過率在82.3 kcps時，能量分辨率為7.53%，死時間為2.26%.由測試結(jié)果可知，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字化能譜儀，在同等通過率下，具有更低的死時間，譜線測量準(zhǔn)確度更優(yōu)，可適用于高放射性場下的能譜測量.所設(shè)計(jì)的數(shù)字化能譜儀采用基于電流脈沖前放的數(shù)字式電荷積分方法，可自動調(diào)節(jié)電荷積分的時間窗口寬度，脈沖通過率高，可以在多種應(yīng)用場景里快速調(diào)試與部署，拓寬了系統(tǒng)的適用范圍與場景，可應(yīng)用于核事故場合下的核素甄別以及中子活化分析等高通量能譜測量.此外，此次的算法驗(yàn)證平臺采用500 MSPS采樣率的ADC，經(jīng)過試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，當(dāng)進(jìn)一步提高ADC的采樣速率時，可以對更快速核脈沖信號獲得更加穩(wěn)定的觸發(fā)窗口，從而在保證良好分辨率的同時獲得更高的通過率，下一步將開展更高采樣率的數(shù)字化能譜測量工作.