電壓型多相級聯(lián)BUCK變換器的研制

肖化

1 引言

高性能CPU需要低壓大電流輸出的DC/DC變換器，并對散熱、EMI性能及負載瞬變響應的要求也比傳統(tǒng)的CPU要高得多，傳統(tǒng)的DC/DC變換器已不能滿足這些要求，需要開發(fā)高性能的電源來填補高性能CPU供電的短板。多相級聯(lián)BUCK變換器以其獨特的性能，為高性能的CPU供電提供了一個新穎的解決方案。

多相級聯(lián)即將變換器均分為多相并聯(lián)輸出，其中一相為主，其余各相為從，各相之間交錯運行，具有以下幾個優(yōu)點：

（1）多相級聯(lián)運行，可將功率平均分配到各個變換通道中，對應的變換通道為對應的相，有效地避免開關管、續(xù)流管及輸出電感等功率器件疲勞運行和集中發(fā)熱。

（2）各相之間交錯運行，電流相互疊加，極大地減少了輸入、輸出紋波電流，減少EMI。而紋波電流減小可使用小型的陶瓷電容或極低等效串聯(lián)電阻（ESR）的高分子固體電解電容取代傳統(tǒng)的、笨重的、不易安裝的鋁電解電容。

（3）濾波電容、開關管的開通損耗、銅箔損耗與輸入電流的有效值成正比，而多相級聯(lián)運行可使輸入電流的有效值減小，從而提高了變換器的效率。電流均分致各相，使大電流輸出時小路曲線不會下降。

（4）由于各相分擔電流變小，可采用小的輸出電感，而輸出電感有阻礙電流變化的特性，故輸出電感的小型化能使變換器的負載瞬態(tài)響應特性大大提高。且對輸出而言，紋波頻率相當于每一相開關頻率的n倍，n為相數(shù)，這也有助于高速負載瞬變響應。

（5）在控制電路的設計上，輸出電壓反饋只需接入主相的反饋端，因此控制環(huán)路設計簡單，便于調(diào)試，大大縮短開發(fā)周期。

基于以上優(yōu)點，設計了一款多相級聯(lián)BUCK變換器，采用4相操作交錯并聯(lián)運行，各相之間順次相差90°，控制方式為電壓型，外圍電路簡單。該變換器的技術指標為：輸入電壓15 V～20 V；輸出電壓12 V；輸出電壓精度為±1%；輸出電流50 A；外形尺寸為：50 mm×20 mm×15 mm（長×寬×高）。

2 4相級聯(lián)BUCK變換器的工作原理

2.1 控制器的選取

ISL8120是一款集成了兩個電壓模式同步降壓的PWM控制器和兩通道5 V/4 A高速MOSFET驅(qū)動器及自舉二極管，可用于控制2個獨立的電壓穩(wěn)壓器或一個2相單輸出穩(wěn)壓器。該控制器利用鎖相環(huán)電路輸出的相位移可編程時鐘信號，可將系統(tǒng)擴展到帶單輸出的3相、4相、6相、8相、10相和高達12相輸出，并可按要求設置交錯相位移。為使并聯(lián)的電源模塊正常工作，該控制器還集成了電流均流電路。

控制器內(nèi)置5.4 V偏置電壓，內(nèi)部參考電壓為0.6 V，其精度可達±0.6%，內(nèi)置80 MHz帶寬的誤差放大器、電壓模式前言調(diào)制控制和電壓前饋補償提供快速瞬態(tài)響應及恒定的環(huán)路增益。內(nèi)部振蕩頻率從150 kHz—1.5 MHz可編程，并能與外部時鐘信號同步。

基于以上特點，采用ISL8120作為變換器的控制器，能滿足變換器輸出電壓精度高、電流大、動態(tài)響應快速及體積小的設計要求。

2.2 電路工作原理

4相級聯(lián)BUCK變換器原理如圖1所示。

在圖1中，Q1U、Q1D、L1、C1與第1顆控制器ISL8120的控制通道1組成第1相BUCK變換輸出，Q1U為主開關管，Q1D為續(xù)流管；Q3U、Q3D、L3、C1與控制器ISL8120的控制通道2組成第3相BUCK變換輸出，Q3U為主開關管，Q3D為續(xù)流管；Q2U、Q2D、L2、C1與第2顆控制器ISL8120的控制通道1組成第2相BUCK變換輸出，Q2U為主開關管，Q2D為續(xù)流管；Q4U、Q4D、L4、C1與控制器ISL8120的控制通道2組成第4相BUCK變換輸出，Q4U為主開關管，Q4D為續(xù)流管。4相輸出共用輸出電容C1。

在圖1電路中，第1顆控制器的通道1為主輸出，其余為從輸出，輸出電壓反饋僅由該通道進行控制。開關頻率由第1顆控制器FSYNC引腳與信號低之間的電阻RFS設置，當RFS=180 kΩ時，開關頻率（sw,switching frequency）Fsw=200 kHz。從輸出的開關頻率由第2顆控制器的FSYNC引腳連接到第1顆控制器的CLK/REFIN引腳進行同步，因為在第1顆控制器的內(nèi)部，在CLK/REFIN引腳信號的上升沿相對于通道1的時鐘信號（PWM下降沿）相移為90°，所以第2顆控制器的通道1（即變換器的第2相）相對第1顆控制器的通道1（即變換器的第1相）相移90°。第1相與第3相之間相差180°，第2相與第4相之間相差180°，第1相與第2相之間相差180°。

4相級聯(lián)輸出均分輸出負載電流，其均流精度可達5%，因此相比傳統(tǒng)的BUCK變換器，其輸出電壓紋波大大減小，輸出電感體積變得更小。

3 功率器件的選擇和計算

3.1 功率管的選取

由于變換器的輸入輸出電壓較低，且峰值輸出電流很大，如果采用傳統(tǒng)的BUCK變換器的功率管，會產(chǎn)生很大的功耗，導致效率很低，發(fā)熱量大不利于散熱處理，因此該變換器采用低導通電阻的MOSFET作為開關管及續(xù)流管，并采取多顆功率管并聯(lián)的方式分擔熱量，保證了設計的可靠性。因ISL8120的驅(qū)動能力可達4 A，因此該變換器每一相的開關管及續(xù)流管各5顆，參照技術指標，每一相的峰值輸出電流為100 A，參考選取的MOSFET技術規(guī)格書，其導通電阻RDS(ON)約為3 mΩ，開關管和續(xù)流管的功耗分別由式(1)和式(2)計算：

式中，PU為開關管功耗，PD為續(xù)流管功耗，D為占空比，IO為輸出電流。在該變換器中，占空比D最大為0.8，由式(1)、(2)分別計算單顆開關管和續(xù)流管的功耗分別為1.2 W和0.3 W，MOSFET為PG-TDSON-8封裝，該封裝的好處是通過印制板上大面積銅箔及層間過孔將熱量傳導至殼體散熱，可確保變換器可靠運行。

電流采樣信號為續(xù)流管的導通電阻RDS(ON)和電阻RSEN1～RSEN4來進行設置。RSEN1～RSEN4與RDS(ON)的關系如式(3)所示：

式中，IOC為期望的過流點，TMIN-OFF為開關管關斷延遲，L為輸出電感。變換器的過流點設置為輸出峰值電流的1.1倍，假設4相均流，則式(3)中IOC=110 A，當確定輸出電感的取值后，可確定RSEN的值，輸出過流點即可設定。

3.2 輸出電感計算

輸出電感的作用是滿足輸出電壓紋波要求，電感量的大小決定了紋波電流，而紋波電壓又決定于紋波電流，在BUCK變換器中，紋波電流△I與輸出電感L、輸出電壓VO、輸入電壓VI的關系如式(4)所示：

輸出紋波電壓△VO與輸出濾波電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）有關，其關系近似以式(5)計算：

從式(4)、式(5)可知，增大輸出電感，可減小輸出紋波電流和紋波電壓，反之則增加輸出紋波電流和紋波電壓。如果輸出紋波電壓一定，增加電感，則可減小輸出濾波電容，但增加電感會降低負載瞬態(tài)響應，也可減小電感增加濾波電容，但又會降低輸出電壓穩(wěn)定度。因此，輸出電感和輸出濾波電容的選擇是互相影響的，為滿足變換器對輸出紋波及動態(tài)響應的要求，需要折中選取輸出電感和輸出濾波電容。

3.3 輸出濾波電容

輸出濾波電容C1用以對輸出進行濾波并提供給負載瞬態(tài)電流，當技術指標中負載運行按輸出峰值電流的設計要求，其上升斜率為20 A/μs，為防止負載快速變換時電壓產(chǎn)生過大的跌落和過沖，輸出端須并聯(lián)大容量的濾波電容。

輸出濾波電容應選取等效串聯(lián)電阻（ESR）小的電容，常見的有固體高分子鋁電解電容，在開關頻率100 kHz條件下，耐壓為16 V、容量為150 μF的高分子電容其ESR約為20 mΩ甚至更低。由于變換器體積受限，輸出濾波電容C1選取耐壓16 V、容量150 μF、外形尺寸8×6 mm的固體高分子鋁電解電容2支并聯(lián)使用。

考慮到印制板布線等因素，16支電容并聯(lián)使用時ESR不超過10 mΩ，參考傳統(tǒng)BUCK變換器設計對紋波電流△I的取值為0.4IO，由式(4)計算輸出電感L=1.0 μH，考慮電感散熱及電流有效值，選取4只電感量為1 μH的大功率貼片電感XAL7030-102ME串并聯(lián)結合使用，由式(4)計算輸出紋波電壓為80 mV，滿足技術指標的要求。由式(3)計算RSEN為720 Ω，取750 Ω，此時單相輸出過流點約為65A，則變換器輸出過流點為65 A。

4 反饋補償環(huán)路設計

輸出電壓反饋補償環(huán)路的設計是變換器設計之關鍵，其參數(shù)的設置直接決定變換器的穩(wěn)定性和動態(tài)響應時間，在變換器原理圖中，補償環(huán)路由控制器內(nèi)部誤差放大器、單位增益放大器及外部ZCOMP阻抗網(wǎng)絡、ZFB阻抗網(wǎng)絡構成。輸出電壓反饋補償電路如圖2所示：

圖2 輸出電壓反饋補償電路

反饋網(wǎng)絡的電阻電容參數(shù)計算如下：

按經(jīng)驗值，電阻R1的通常在2 kΩ～5 kΩ之間選取，該變換器中取值3.9 kΩ。電阻R2按式(6)計算：

式中，DBW為希望的帶寬，取變換器開關頻率FSW的20%～30%，△VOSC為SIL8120的斜坡幅值0.8 V，VI為輸入電壓，F(xiàn)LC與輸出電感和電容的關系按式(7)計算：

由式(7)知FLC約為8 kHz，代入式(6)計算R2約為1 kΩ。按式(8)計算C2的值：

則C2約為39 nF。按式(9)、式(10)計算C1的值：

其中，ESR為輸出電容的等效串聯(lián)阻抗，CO為輸出濾波電容，則C1約為1nF。按式(11)計算R3：

則R3約為100 Ω。按式(12)計算C3：

則C3約為15 nF。

5 試驗波形及數(shù)據(jù)分析

使用以上計算參數(shù)構成電壓型4相級聯(lián)BUCK變換器及反饋補償環(huán)路，研制出一款試驗樣機，由于該樣機的主要應用對象為低壓大電流負載需求，且負載特性為動態(tài)負載——負載電流從0到最大負載跳變，因此主要對電源的動態(tài)響應進行分析。圖3為負載從0 A跳變到50 A時的動態(tài)響應波形，圖4為負載從50 A跳變到0 A時的動態(tài)響應波形。

由圖3、圖4可知，負載跳變過程中，電源輸出電壓變化均小于200 mV，當電源負載跳變后穩(wěn)定運行時，其紋波小于100 mV。在本電路中，負載動態(tài)響應特性受到輸出電感、輸出電容、電壓反饋環(huán)路等參數(shù)的影響，從實驗數(shù)據(jù)看，所選取的參數(shù)符合預設的各項指標要求。

6 結論

本文通過對多相級聯(lián)BUCK變換器的機理分析、計算，驗證了在低壓大電流非隔離輸出中，多相級聯(lián)的降壓變換器加同步整流是最適合的拓撲結構。降壓變換器控制器可實現(xiàn)很寬的帶寬，引入同步整流，可以使整個電路工作在電流連續(xù)模式，采用多相級聯(lián)方式，可以降低輸出紋波電壓。同時，采用三型環(huán)路進行補償，可提升環(huán)路的帶寬。實驗電路驗證了多相級聯(lián)BUCK變換器在低壓大電流輸出應用中的可行性。

圖3 負載從0 A跳變到50 A時的動態(tài)響應波形

圖4 負載從50 A跳變到0 A時的動態(tài)響應波形