應(yīng)用于PEMFC的DC/DC變換器數(shù)字化控制電路研究

石治國(guó)， 陳向鋒

(92853部隊(duì),興城 125106)

0 引言

PEMFC氫能發(fā)電機(jī)因其無(wú)污染、高效率、無(wú)噪聲和具有連續(xù)工作和模塊化的特點(diǎn)，特別是具有不受“卡諾”循環(huán)限制、工作溫度低、熱輻射小等優(yōu)點(diǎn)[1，2]，在軍用和民用領(lǐng)域都具有十分廣闊的應(yīng)用前景。

由于PEMFC發(fā)電機(jī)發(fā)出的是一種電特性獨(dú)特的電壓相對(duì)偏低的直流電，不僅動(dòng)態(tài)情況下輸出電壓變化劇烈，靜態(tài)情況下的負(fù)載電壓與空載電壓之間也存在很大的差異，在PEMFC發(fā)電系統(tǒng)中通常需要一個(gè)前級(jí)DC/DC變換器[3]將其輸出電壓提升和穩(wěn)定在一個(gè)所需要的電壓， 以滿(mǎn)足后級(jí)單相逆變器的供電要求，同時(shí)實(shí)現(xiàn)高頻電氣隔離。

1 PEMFC發(fā)電機(jī)的輸出特性

實(shí)驗(yàn)所得的PEMFC發(fā)電機(jī)動(dòng)態(tài)特性曲線(xiàn)如圖1、圖2所示。

圖1 突增直流負(fù)載(從空載到4.07 kW)

圖2 突減直流負(fù)載(從4 kW到空載)

從所測(cè)得的動(dòng)態(tài)電壓波形可以看出，負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，PEMFC發(fā)電機(jī)輸出電壓也隨之改變，增大負(fù)載時(shí)電壓先降低后升高且有波動(dòng)，減小負(fù)載時(shí)電壓升高的速度較快。這就要求在PEMFC發(fā)電系統(tǒng)中，需要一個(gè)前級(jí)DC/DC變換器將其輸出電壓提升和穩(wěn)定在一個(gè)所需要的電壓， 以滿(mǎn)足后級(jí)單相逆變器的供電要求。

2 PEMFC發(fā)電機(jī)DC/DC變換器數(shù)字化控制電路結(jié)構(gòu)

本文所設(shè)計(jì)的數(shù)字控制系統(tǒng)是通過(guò)DSP將信號(hào)采集電路采集到的電壓電流信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換和處理，產(chǎn)生PWM脈沖波形，經(jīng)脈沖隔離驅(qū)動(dòng)電路分別給移相全橋電路的四個(gè)功率管提供PWM信號(hào)，其硬件結(jié)構(gòu)如圖3所示[4-7]。

圖3 移相全橋數(shù)字控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

其中，電壓、電流傳感器采用南京茶花VSM025A和CSM025A ，DSP選用美國(guó)TI(德州儀器)公司的TMS320F2812，功率管驅(qū)動(dòng)芯片選用IR公司的IR2113，下面將對(duì)各個(gè)器件在不同模塊中的應(yīng)用進(jìn)行具體分析。

3 基于DSP全比較單元的移相脈沖生成原理與設(shè)計(jì)

3.1 移相脈沖的生成原理

目前，常見(jiàn)的移相脈沖生成方法主要有：基于EPROM存儲(chǔ)器的移相PWM脈沖生成方法，基于DSP和CPLD的移相PWM數(shù)字實(shí)現(xiàn)方法和基于DSP全比較單元的移相脈沖生成方法[8-9]。對(duì)于基于EPROM存儲(chǔ)器的移相PWM脈沖生成方法，一般是在EPROM中開(kāi)辟出n個(gè)連續(xù)的數(shù)據(jù)塊，每個(gè)數(shù)據(jù)塊有m個(gè)字，這種方法增加了硬件成本，控制的實(shí)現(xiàn)較難，不具有應(yīng)用的普遍性。對(duì)于基于DSP和CPLD的移相PWM數(shù)字實(shí)現(xiàn)方法，其是以DSP里的通用定時(shí)器為基礎(chǔ)產(chǎn)生PWM波形，每個(gè)通用定時(shí)器可以提供一路單獨(dú)的指定周期和脈寬的PWM輸出通道，而同側(cè)橋臂的開(kāi)關(guān)器件的死區(qū)時(shí)間設(shè)置通過(guò)CPLD來(lái)實(shí)現(xiàn)，這種方法不需要改變硬件電路，實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較簡(jiǎn)單，但是不夠靈活，而且增加了外圍電路成本。TMS32OF2812 DSP具有兩個(gè)事件管理器(EVA和EVB)，每一個(gè)都有3對(duì)全比較單元，每個(gè)比較單元都有兩個(gè)互補(bǔ)的PWM輸出，其死區(qū)和輸出極性可編程。因此，本文采用基于DSP全比較單元的移相脈沖生成方法，下面將對(duì)該方法的生成原理和設(shè)計(jì)過(guò)程進(jìn)行詳細(xì)分析。

對(duì)需要產(chǎn)生的PWM信號(hào)具有如下要求：

1.上下橋臂兩管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差180°，設(shè)置相應(yīng)的死區(qū)時(shí)間。

2.四路PWM信號(hào)的占空比固定，考慮到死區(qū)時(shí)間的存在，設(shè)置實(shí)際輸出占空比0.45。

3.對(duì)角橋臂上的兩個(gè)功率管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在移相角，超前管超前于滯后管一個(gè)移相角，移相角的范圍為0～180°。

根據(jù)上面的要求生成相應(yīng)的移相脈沖，原理如下：利用事件管理器EVA中的全比較單元1和2，產(chǎn)生4路PWM脈沖。通過(guò)全比較單元1，產(chǎn)生超前橋臂的兩路脈沖，通過(guò)全比較單元2，產(chǎn)生滯后橋臂的兩路脈沖。按照反饋的電壓電流采樣值，在兩次比較中斷時(shí)不斷更新兩個(gè)全比較單元的比較寄存器(CMPR1)的值。當(dāng)比較單元1產(chǎn)生比較中斷時(shí)， 如果此時(shí)通用定時(shí)器T1CNT減計(jì)數(shù)，則賦給比較寄存器CMPR1新的比較值Valu1，該值使計(jì)數(shù)器產(chǎn)生計(jì)數(shù)增； 如果此時(shí)通用定時(shí)器T1CNT增計(jì)數(shù)，則賦給CMPR1新的比較值Valu2，該值使計(jì)數(shù)器產(chǎn)生計(jì)數(shù)減?；贒SP全比較單元的移相脈沖生成原理如圖4所示。

圖4 基于DSP全比較單元的移相脈沖生成原理

通用定時(shí)器T1CNT按照連續(xù)增/減計(jì)數(shù)方式計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)周期為脈沖周期。死區(qū)時(shí)間通過(guò)可編程死區(qū)控制單元DBTCONA來(lái)設(shè)置，比較寄存器影子寄存器的裝載條件為下溢或周期匹配中斷。實(shí)際編程時(shí)，需要按照實(shí)際的PWM周期設(shè)置對(duì)稱(chēng)波形的計(jì)數(shù)周期。

使用EVA比較單元產(chǎn)生PWM波形，需要對(duì)EVA進(jìn)行如下配置：

1.設(shè)置和裝載ACTRA；

2.使能死區(qū)功能，設(shè)置和裝載DBTCONA；

3.初始化CMPR1；

4.設(shè)置和裝載COMCONA；

5.設(shè)置和裝載T1CON，啟動(dòng)操作；

6.更新寄存器CMPR1的值。

已知輸出的移相脈沖頻率為20 kHz，TMS320F2812的時(shí)鐘頻率為150 MHz，指令周期為6.67 ns，由此可得計(jì)數(shù)周期T=150×106/20×103=7500，而通用定時(shí)器按照連續(xù)增/減方式工作，故設(shè)置通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)周期值為3 750。

根據(jù)上面的參數(shù)，可得：最小移相角：θmin=180/3750=0.048°；

從上面的計(jì)算可以看出，采用基于DSP全比較單元生成的移相脈沖和模擬芯片相比，具有更高的精確度，能夠更好的達(dá)到控制的要求。

3.2 移相脈沖的仿真實(shí)現(xiàn)

通過(guò)前面對(duì)移相脈沖的生成原理分析可知，移相PWM是通過(guò)DSP的全比較單元來(lái)實(shí)現(xiàn)的，其流程圖如圖5所示。

圖5 移相脈沖生成流程圖

將電壓電流調(diào)節(jié)器輸出的信號(hào)與固定頻率(f=20 kHz)的臺(tái)階鋸齒波信號(hào)進(jìn)行比較，通過(guò)邏輯運(yùn)算，產(chǎn)生相應(yīng)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

根據(jù)移相脈沖的生成流程圖在MATLAB中建立移相脈沖生成模塊，如圖6所示。

圖6 移相脈沖產(chǎn)生模塊

其中，Pluse1幅值為1，周期0.000 025 s，脈沖寬度占周期的90%，延遲相位0s；Pluse2幅值為1，周期0.00005 s，脈沖寬度占周期的50%，延遲相位-0.00005 s；固定延時(shí)TD延遲時(shí)間0.000025 s，可變延時(shí)VTD1和VTD的輸入為Angle，延遲時(shí)間初始值0，最大延遲時(shí)間0.000025 s，最后輸出頻率為20 kHz(周期0.00005 s)、幅值為1的4個(gè)可移相脈沖序列PWM1、PWM2、PWM3、PWM4，通過(guò)仿真得移相脈沖波形如圖7所示。

圖7 移相脈沖的仿真實(shí)現(xiàn)

從仿真波形可以看出，開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖PWM1和PWM4，PWM2和PWM3實(shí)現(xiàn)了移相，同橋臂上下管驅(qū)動(dòng)脈沖PWM1和PWM3，PWM2和PWM4實(shí)現(xiàn)了互補(bǔ)，并且實(shí)現(xiàn)了死區(qū)時(shí)間的設(shè)置。

4 電壓電流采樣電路的設(shè)計(jì)

為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓和電流達(dá)到預(yù)期值，本變換器采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制，這就需要對(duì)輸出電壓和電流進(jìn)行采樣控制。而出于對(duì)電路可靠性的要求，電壓、電流的采樣要與控制電路隔離，以避免主電路中大電流流過(guò)地線(xiàn)時(shí)壓降帶來(lái)的干擾。

霍爾電流、電壓傳感器具有優(yōu)越的電性能，是一種先進(jìn)的、能隔離主電路回路和控制電路的電檢測(cè)元件，因此本機(jī)選用電壓、電流霍爾元件進(jìn)行電壓電流的檢測(cè)。霍爾電壓傳感器的工作原理：傳感器的原邊串入大電阻，得到原邊電流，該電流在副邊產(chǎn)生一定比例的副邊電流，副邊電流流過(guò)電阻產(chǎn)生的壓降能夠反映主電路的電流值?；魻栯娏鱾鞲衅鞯墓ぷ髟硎牵涸呺娏髟诟边叜a(chǎn)生一定比例的副邊電流，副邊電流流過(guò)電阻產(chǎn)生的壓降能夠反映主電路的電壓值。

本機(jī)選用的霍爾電壓傳感器為南京茶花VSM025A，原、副邊匝數(shù)比為3000∶1200，霍爾電流傳感器為南京茶花CSM025A，原、副邊匝數(shù)比為1∶1000。電壓采樣電路如圖8所示。

圖8 電壓采樣電路

其中：Ud為主電路電壓。

電流采樣電路如圖9所示。

圖9 電流采樣電路

從上面的分析可以看出，經(jīng)過(guò)霍爾電壓、電流傳感器的隔離和運(yùn)放電路的處理后，采樣輸出電壓不僅滿(mǎn)足了DSP中AD模塊0～3 V的電壓要求，還實(shí)現(xiàn)了主電路和控制電路的電氣隔離，提高了系統(tǒng)的抗干擾能力。

5 系統(tǒng)的仿真與結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的主電路和控制電路的可行性，本節(jié)利用MATLAB的Simulink平臺(tái)對(duì)該系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究[10-11]，仿真電路如圖10所示。

圖10 系統(tǒng)仿真電路原理圖

仿真電路參數(shù)設(shè)置如下：輸入電壓源為Subsystem1加載模型；高頻逆變橋采用四個(gè)IGBT/Diodes塔接而成，IGBT功率開(kāi)關(guān)管參數(shù)按FGA180N30D的參數(shù)設(shè)置，漏源級(jí)間電容為3420pF；單相高頻變壓器，容量5 kVA，頻率20 kHz，變比為5/48；高頻整流橋采用Diodes結(jié)構(gòu)，并采用默認(rèn)參數(shù)；隔直電容Cb=930 μF，諧振電感L3=0.9μH，濾波電感Lf=630 μH，濾波電容Cf=2 200 μF；中間直流參考值380 V；電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)10，積分系數(shù)0.005，輸出限值-100到100；電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)為100，積分系數(shù)為0.0005，輸出限值-25e-6到25e-6；采樣時(shí)間2 μs。

得到滿(mǎn)載情況下系統(tǒng)的仿真波形如下所示，超前橋臂和滯后橋臂的軟開(kāi)關(guān)波形，如圖11、圖12所示。

圖11 超前橋臂ZVS軟開(kāi)關(guān)

從圖11和圖12中可以看出，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓加在開(kāi)關(guān)管上時(shí)，開(kāi)關(guān)管兩端的電壓下降到零，這說(shuō)明系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了ZVS軟開(kāi)關(guān)。

變壓器初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)兩端的電壓波形，如圖13、圖14所示。

圖12 滯后橋臂ZVS軟開(kāi)關(guān)

圖13 變壓器初級(jí)側(cè)電壓波形

從仿真波形圖可以看出，兩者均為正負(fù)交變的方波電壓，幅值均能達(dá)到要求，但電壓波形的毛刺較大，產(chǎn)生了振蕩，這是由于變壓器漏感與IGBT的輸出電容諧振造成的，為解決這個(gè)問(wèn)題，在實(shí)際電路的設(shè)計(jì)中，應(yīng)注意給IGBT加吸收電路。

系統(tǒng)突加負(fù)載和突減負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形，如圖15、圖16所示。

圖14 變壓器次級(jí)側(cè)電壓波形

圖15 突加負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形

圖16 突減負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形

從圖中可以看出，輸出電壓在突加負(fù)載時(shí)電壓略有跌落，突減負(fù)載時(shí)電壓突升，但電壓跌落和突升小于1.4V，這說(shuō)明所設(shè)計(jì)的DC/DC變換器能很好的改善PEMFC怪異的動(dòng)態(tài)輸出特性。

7 總結(jié)

本文確定了數(shù)字控制系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方案，介紹了基于DSP全比較單元的移相脈沖生成方法，仿真實(shí)現(xiàn)了移向脈沖的生成。設(shè)計(jì)了DSP的相關(guān)硬件電路和電壓電流采樣電路，確定了數(shù)字控制系統(tǒng)的控制參數(shù)，通過(guò)MATLAB的Simulink平臺(tái)對(duì)所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析，驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)的主電路和控制電路對(duì)于PEMFC發(fā)電機(jī)的適應(yīng)性。