基于反激式拓撲的開關電源EMI分析與設計

張花花，王曉彤，陳知秋

（1.陜西電子技術研究所，陜西 西安 710000；

2.軍委裝備發(fā)展部軍代局駐西安地區(qū)軍代室，陜西 西安 710065）

0 引 言

現在電子設備的小型化、輕便化推動著開關電源向高頻化、小型化發(fā)展，同時也使開關電源進入更廣泛的應用領域。反激式開關電源由于拓撲簡單，且無需輸出鋁箔電感，在低成本、小功率及多路輸出電源中得到了廣泛應用。

開關電源是電子設備中產生電磁干擾的主要源頭之一?？焖僮兓膁i/dt和du/dt都會在電路中產生較大的電磁干擾，并會沿著傳播路徑傳導到其他電子器件中，從而影響電子設備正常工作，降低設備的可靠性。

為此，本文通過分析反激式開關電源的結構組成，研究EMI產生的基本原理和傳播路徑，分析比較幾種有效的EMI抑制方案，并為開關電源EMI 的抑制提供參考建議。

1 反激式開關電源基本工作原理

1.1 反激式開關電源的工作原理

反激變換器的主要優(yōu)點是無需輸出濾波電感，且反激變壓器同時具有變壓器和電感雙重功能。由于節(jié)省了一個體積較大的電感元件，故在體積與成本上占有較大優(yōu)勢。

在反激拓撲的開關管導通時間段，反激變壓器存儲能量，負載電流由輸出濾波電容提供；當開關管斷開后，反激變壓器將存儲的能量傳送到負載與輸出濾波電容，不僅為負載提供能量，還可補充輸出電容單獨提供負載時消耗的能量，為下一次開關管導通做準備。反激式開關電源的基本電路如圖1所示。

電路的工作原理：當Q1導通時，初級繞組上正下負，根據變壓器同名端電壓極性相同的原理，次級繞組Ns與輔助繞組Nsl為上負下正。整流二極管D1，D2反向截止，由輸出電容Co給負載Ro供電，變壓器T1相當于一個純電感，流過初級繞組Np的電流線性上升，達到峰值Ipeak。

圖1 反激式開關電源電路

當Q1關斷時，所有繞組電壓反向，初級繞組Np變成上負下正，次級繞組Ns與輔助繞組Nsl變成上正下負。此時，整流二極管D1，D2正向導通，初級儲存的能量傳送到次級，給負載Ro提供電流，并為輸出電容Co充電。

1.2 電壓反饋環(huán)路

圖1中的R1，R2和誤差放大器EA構成電源模塊的電壓反饋環(huán)路。

在實際設計中，反激式開關電源典型的電壓反饋回路由分壓電阻、光耦和TL431電壓基準組成，其電路如圖2所示。

圖2 電壓反饋環(huán)路電路圖

電壓反饋環(huán)路的工作原理：當輸出電壓Vo升高時，經過取樣電阻R1，R2分壓后，通過TL431基準U2和光耦U1反饋給PWM脈寬調整器內部的誤差放大器，并與參考電壓進行比較，產生的誤差信號控制MOSFET導通時間變短，即PWM脈寬調整器輸出的脈寬變窄，使輸出電壓下降。

當輸出電壓Vo下降時，反饋比較后的誤差信號控制MOSFET導通時間變長，即PWM脈寬調整器輸出的脈寬變寬，使輸出電壓上升。

電壓反饋環(huán)路主要通過采樣輸出電壓，與參考電壓相比，由產生的誤差信號控制MOSFET的導通時間，使輸出的采樣電壓在輸入電壓與負載變化時跟隨參考電壓變化，從而使輸出得到較好的調整。

光耦主要起到光電隔離的作用，TL431基準的主要作用是實現誤差放大器的功能。

輸出電壓與TL431參考電壓的關系可表示如下：

根據TL431芯片數據手冊可知，TL431的基準電壓為2.5 V，最小工作電流為1 mA，所以在設計電壓反饋環(huán)路時，要確保流過光耦與TL431的最小電流大于1 mA。同時也要考慮光耦的電流傳輸比CTR，一般情況下，CTR隨輸入電流的變化而變化。但在線性工作區(qū)域，CTR不隨輸入電流的變化而變化，所以要保證光耦工作在線性工作區(qū)域。

2 開關電源EMI產生原理

2.1 電子線路中的電磁干擾

電磁兼容（Electromagnetic Compatibility，EMC）是設備在一定的電磁環(huán)境中，能符合要求運行，并不對系統(tǒng)中的其他設備產生干擾。電磁兼容包括以下兩方面要求：

（1）EMI是指任何能使其他設備或系統(tǒng)性能下降的電磁現象，設備在正常運行時對所在環(huán)境產生的電磁干擾不能超過一定的限值；

（2）EMS是指設備在完成其功能的過程中可以忍受周圍電磁環(huán)境影響的能力，即對電磁干擾的敏感度。

2.2 電磁干擾方式

產生電磁干擾的主要源頭是電子設備中的開關電源，電磁干擾的傳播方式主要有傳導干擾與輻射干擾兩種。

2.2.1 傳導干擾

傳導干擾是電子設備產生的干擾信號通過導線或公共電源線進行傳輸時相互產生的干擾。傳導干擾又分為共模干擾與差模干擾。

共模干擾是載流體與大地之間的干擾：干擾大小和方向一致，存在于電源任何一相線對大地或中線對大地間，主要由du/dt產生，di/dt也會產生一定的共模干擾。

差模干擾是載流體之間的干擾：干擾大小相等、方向相反，存在于電源相線與中線及相線與相線間。干擾電流在導線上傳輸時既可以共模方式出現，也可以差模方式出現。

傳導干擾回路如圖3所示。

圖3 傳導干擾回路

圖3中的每個電流回路都可看成一個感應線圈，當一個回路中有電流流過時，另外一個回路中就會產生感應電動勢，從而產生干擾。圖3中i3回路和i4回路是最大的干擾源，在開關電源中，開關管、二極管及變壓器所在回路都會產生較高的di/dt和du/dt值，快速變化的電流與電壓是產生干擾的最大源頭。

2.2.2 輻射干擾

輻射干擾是指電子設備產生的干擾信號通過帶電導體產生電磁感應把一個網絡中產生的干擾信號傳播給另一個電路網絡或者電子設備。

對于電子設備中的任何一根導線，若周邊存在電磁場，則無需構成回路，其體內會產生位移電流。當電磁場變化的速率與位移電流相位同步時，位移電流被增強，產生諧振。當電子設備中的導線長度超過一定值后，就要考慮諧振效應。其中，電源線是產生電磁輻射干擾最嚴重的部位。

在反激電源中，變壓器的漏感大小是影響電源性能的關鍵因素之一。變壓器的漏感與分布電容組成的電流回路易產生輻射干擾。變壓器漏感與分布電容如圖4所示。

圖4 變壓器漏感與分布電容

在圖4中，Uin為輸入電壓，Ls為變壓器的漏感，Cs為變壓器初級線圈產生的分布電容。因為Ls與Cs的時間常數比初級線圈電感產生的時間常數小，所以流過Ls和Cs的電流速率比流過L1的電流速率高。

諧振周期是電容或電感兩端電壓變化一個周期的時間。諧振頻率是諧振周期的倒數，與電容C和電感L有關，即：

當MOS管導通或關斷時，輸入電壓與電流的改變都會使Ls，Cs及Cds產生諧振，從而使Ls，Cs與Cds兩端的電壓幅度比輸入電壓還要高。在諧振過程中，電感不斷充電放電，產生電磁波，這種高頻諧振會產生較強的電磁輻射以及較高的尖峰脈沖電壓，以致MOS管易被擊穿損壞。

3 EMI抑制方法

3.1 開關電源輸入濾波器設計

設計開關電源濾波器的目的是抑制電磁噪聲：將開關電源產生的影響其他設備的噪聲降到允許值以下；防止電網或外界的噪聲影響開關電源的性能。

EMI濾波器能有效抑制開關電源的電磁干擾，其基本電路如5圖所示。

圖5 EMI濾波器基本電路

在圖5中，電路包括共模電感L1、濾波電容C1～C4。L1對共模干擾有較好的抑制作用。由于兩個線圈的磁通方向相同，經過耦合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現較大的感抗，使之不易通過，故稱作共模扼流圈。

兩個線圈分別繞在低損耗、高導磁率的鐵氧體磁環(huán)上，當有電流通過時，兩個線圈上的磁場互相加強。L1的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關，當額定電流較大時，共模扼流圈的線徑也相應增大，以便能承受較大的電流。此外，適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。

C1和C4一般采用薄膜電容器，容量范圍為0.01～0.47 μF，主要用來濾除差模干擾。C2和C3跨接在輸出端，并將電容器中點接地，能有效抑制共模干擾。C2和C3亦可并聯在輸入端，仍選用陶瓷電容，容量范圍為2 200 pF～0.1 μF。為減小漏電流，電容量不得超過0.1 μF，并且電容器中點應與大地接通。C1～C4的耐壓值均為250 V交流電。

R1電阻用來給C1和C4電容放電。FUSE是保險絲，當主回路電流突然變大時，FUSE保險絲被熔斷，以保護后級電路安全。

3.2 開關電源輸出濾波器設計

開關電源輸出濾波器對電源紋波的抑制有較大作用。濾波用的電解電容也有等效阻抗ESR，在高頻電流的作用下，會產生高頻紋波電壓。同時，當原邊MOS開通時，負載的電流需求完全由電解電容的儲能提供。故電解電容上的紋波主要由每周期放電造成的電壓跌落及電容的ESR造成。

開關電源輸出濾波器設計電路如圖6所示。

圖6 反激電源輸出濾波器電路圖

在圖6中，Co1是次級整流二極管整流后的濾波電容，Ipk是次級整流二極管峰值電流。由于次級整流二極管整流的脈動電流和電解電容ESR的問題，紋波電壓無法滿足要求，因此必須在后面加上一級LC濾波，用來降低輸出紋波。

3.3 開關電源PCB的EMI抑制設計

從PCB設計方面抑制EMI的關鍵是盡可能減小回流面積，使回流路徑按照設計的方向流動。做好PCB層的設計，會使EMI的抑制效果更佳。

PCB層設計具體原則如下：

（1）元件面、焊接面之下為完整的地平面（屏蔽）；

（2）盡量避免兩信號層直接相鄰；

（3）所有信號層盡可能與地平面相鄰；

（4）高頻、高速、時鐘等關鍵信號布線層要與地平面相鄰。

PCB板布局的優(yōu)劣將直接影響產品性能的好壞，若敏感器件與噪聲輸出器件位置布置不合理，則會造成較強的電磁輻射，影響電源模塊性能。良好的PCB設計能減少電磁輻射干擾，因此初始階段的良好設計十分重要。

3.3.1 開關管布局

在PCB布局時，驅動電阻應靠近MOS管，且基極線路不易過長，太長容易受干擾。MOS管所在回路走線應盡可能減小包圍面積，從而減少接收和放射干擾信號。由于MOS管是較強的干擾源，不應距離輸入端口太近，因此應加大MOS管與輸入端口的距離，使干擾不能直接作用于輸入端，從而有效仰制EMI。

控制回路與功率回路采用單點接地方式分開布局。MOS管在大的du/dt回路中，會對敏感器件產生較大干擾，因此控制器件與光耦反饋回路不得距離MOS管太近或者放置于MOS管下。控制器件與功率器件布置如圖7所示。

圖7 控制器件與功率器件布置

3.3.2 PCB布線與覆銅

PCB上任何印制線都可起到天線的作用，印制線的長度和寬度會影響其阻抗和感抗。

接地是開關電源回路的底層支路，作為電路的公共參考點起著重要的作用，是抑制干擾的重要方法。因此，在布局中應仔細考慮接地線的放置，接地混合會導致其工作不穩(wěn)定。

地線設計中應注意以下幾點：

（1）正確選擇單點接地，濾波電容公共端應是其他接地點耦合到大電流的唯一連接點，同一級電路的接地點應盡量靠近。

（2）盡量加寬地線和電源線，確保每個大電流的接地端采用短而寬的印制線。

（3）元件的排列方位盡可能與原理圖保持一致，布線方向盡量與電路圖走線方向一致。

（4）設計布線圖時走線盡量少拐彎，印刷弧上的線寬不可突變，導線拐角應大于90°。

（5）開關電源PCB板大面積覆銅并非都能起到積極的效果，因為任何具有交變電壓的導體，不論其電流如何，只要尺寸足夠大，都會成為電場天線。因此需要減少交換結點周圍的銅面積。唯一值得大面積覆銅的是地結點，但若輸入電源端覆銅，高頻噪聲疊加其上，則輻射干擾需引入地。電源端覆銅的PCB圖如圖8所示，電源端去掉覆銅的PCB圖如圖9所示。

圖8中大面積覆銅包裹+Vin輸入端線，+Vin走線與地之間形成一些寄生電容，這些寄生電容為高頻信號旁路提供有效的低阻抗路徑。圖9移除了濾波器周圍所有的覆銅，提高了抗干擾能力。

3.3.3 屏蔽外殼的使用

優(yōu)化EMI性能的有效方法之一是增加屏蔽罩。連接著GND的金屬屏蔽罩可阻止噪聲向外輻射，屏蔽罩覆蓋了板上所有的元器件，等效為天線的長輸入引線可以耦合大量輻射噪聲，而屏蔽罩恰好可將其隔絕，防止干擾向外輻射。

4 結 語

高頻開關電源電磁兼容問題愈加重要，在產品設計初期就要考慮EMI的相關設計。影響產品電磁兼容的因素較多且復雜，因此只做到上述幾點遠遠不夠。主要噪聲器件以及PCB布局走線等都會對MEI的設計產生較大影響。因此工作中應認真研究EMC相關知識，提前做好PCB的優(yōu)化設計。

圖8 電源端覆銅的PCB圖

圖9 電源端去掉覆銅的PCB圖