基于STM32F334雙向同步整流BUCK—BOOST數(shù)字電源設(shè)計(jì)

牟健 何波賢 梅杰 丁少娜

摘要：本設(shè)計(jì)中采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級(jí)聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓?fù)?，基于STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構(gòu)建能量實(shí)現(xiàn)的雙向流動(dòng)，并能在同一方向?qū)崿F(xiàn)升降壓功能的數(shù)字電源。

關(guān)鍵詞：STM32F334；雙向同步整流；數(shù)字電源

DOI：

10.3969/j.issn.1005-5517.2018.8.012

O 引言

隨著不可再生資源的日益減少，人們對(duì)新型清潔能源的需求增加，促進(jìn)了諸如太陽(yáng)能發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、微電網(wǎng)行業(yè)的發(fā)展，在這些行業(yè)產(chǎn)品中需要能量的存儲(chǔ)釋放以及能量的雙向流動(dòng)，比如太陽(yáng)能、風(fēng)力發(fā)出的電需要升壓逆變之后才能接入電網(wǎng)，而對(duì)于電池或者超級(jí)電容的充放電需要系統(tǒng)能夠具備升壓和降壓的功能，為了確保電能轉(zhuǎn)換的安全性以及穩(wěn)定性，因此急需設(shè)計(jì)一款變換器，不僅能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，還能在同一方向?qū)崿F(xiàn)升降壓功能。

實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)功能整流驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)溆泻芏喾N，雙向DC-DC變換器一般可以通過(guò)用MOS管代替經(jīng)典拓?fù)潆娐分姓鞫O管得到新的拓?fù)?，例如雙向Cuk電路、Sepic電路、Zeta電路等，其中雙向Cuk電路需要多個(gè)電感，輸出負(fù)電壓，輸出的電流較??；而Sepic電路有非常復(fù)雜的控制環(huán)路特性，且效率低；Zeta電路是雙Sepic電路，要求更高的輸入電壓紋波、大容量的飛跨電容。本系統(tǒng)設(shè)計(jì)采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級(jí)聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓?fù)?，并采用STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4MCU構(gòu)建數(shù)字電源，其不僅嵌入浮點(diǎn)單元（FPU），集成高分辨率的定時(shí)器（達(dá)217 ps）和兩個(gè)超高速5 Msps（0.2Us）12位模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），對(duì)電路的輸出電壓電流同步測(cè)量，還構(gòu)建實(shí)時(shí)的雙閉環(huán)PID控制，實(shí)時(shí)跟蹤輸出電壓，減少系統(tǒng)的穩(wěn)定誤差。

1 雙向同步整流BUCK-BOOST變換器原理

雙向同步整流BUCK-BOOST電路拓?fù)涫怯赏紹UCK電路和同步BOOST電路級(jí)聯(lián)而成，雙向同步整流BUCK-BOOST電路在同一方向上實(shí)現(xiàn)了升降壓功能。它的原理由經(jīng)典BUCK電路和經(jīng)典BOOST電路演化而來(lái)，在經(jīng)典的BUCK電路、BOOST電路中由于整流二極管存在較大壓降，在整流二極管上存在較大損耗；而雙向同步整流BUCK-BOOST電路中利用MOS管代替電路中的整流二極管，由于MOS管開(kāi)通時(shí)MOS管上的壓降相對(duì)較低，能夠顯著提高電源的效率如圖1所示。

雙向同步整流BUCK-BOOST電路由同步BUCK電路和同步BOOST電路級(jí)聯(lián)而成，根據(jù)BUCK電路電壓增益公式：

其中DBU定義為BUCK電路的占空比，對(duì)應(yīng)圖1中MOS管Ql的占空比，DBO定義為BOOST電路的占空比，對(duì)應(yīng)本設(shè)計(jì)中MOS管Q4的占空比。其中Ql和Q2是一對(duì)互補(bǔ)導(dǎo)通MOS管，Q3和Q4是一對(duì)互導(dǎo)通MOS管。雙向同步整流BUCK-BOOST電路根據(jù)輸入輸出的電壓關(guān)系將電路工作狀態(tài)分為降壓區(qū)、升壓區(qū)和降壓一升壓區(qū)；當(dāng)輸出電壓顯著小于輸入電壓時(shí)，電路工作在降壓區(qū)，此時(shí)Ql和Q2互補(bǔ)導(dǎo)通，Q4常關(guān)Q3常通，電路等效于同步BUCK電路：實(shí)際應(yīng)用中由于MOS管驅(qū)動(dòng)采用自舉升壓的方式，Q4不能始終截止，否則當(dāng)Q3的自舉電容能量損耗完時(shí)，Q3將截止；為驅(qū)動(dòng)Q3，Q4必須導(dǎo)通一小段時(shí)間為Q3的自舉電容充電以驅(qū)動(dòng)Q3。因此在實(shí)際控制中可將Q4的占空比固定設(shè)為0.5（即DBO可根據(jù)實(shí)際情況調(diào)整），而Ql的占空比DBU可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在降壓區(qū)。當(dāng)輸出電壓顯著大于輸入電壓時(shí)，電路工作在升壓區(qū)，等效于同步BOOST電路，和電路工作在降壓區(qū)的情況類(lèi)似，Q2不能始終截止，需要導(dǎo)通一小段時(shí)間為Ql的自舉電容充電，因此在實(shí)際控制中可將Ql的占空比DBU固定設(shè)置為0.95（可根據(jù)實(shí)際情況調(diào)整），而Q4的占空比可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在升壓區(qū)。當(dāng)輸出電壓和輸入電壓接近時(shí)，電路工作在降壓一升壓區(qū)，即在一個(gè)周期內(nèi)一段時(shí)間按降壓方式工作，一段時(shí)間按升壓方式工作。雙向同步整流BUCK-BOOST電路MOS管開(kāi)關(guān)狀態(tài)主要有如圖2所示三種狀態(tài)。

當(dāng)MOS管在A、B狀態(tài)之間切換時(shí)，電路工作在降壓模式；當(dāng)MOS管在B、C狀態(tài)之間切換時(shí)，電路工作在升壓模式：當(dāng)MOS管按照狀態(tài)A-B-C-B-A的順序卻換時(shí)，電路工作在降壓一升壓模式。如圖8所示為電路工作在降壓一升壓模式時(shí)的驅(qū)動(dòng)波形和電感電流波形。

在to-tl階段電路處于狀態(tài)B，此時(shí)Ql、Q3導(dǎo)通，Q2、Q4截止：

當(dāng)Uⁱ>U⁰時(shí)，電感電流增大；

當(dāng)Uⁱ0

2.1 BUCK-BOOST主電路設(shè)計(jì)

如圖2所示為BUCK-BOOST主電路圖，BUCK模式需要電感大小：

由于該電路雙向?qū)ΨQ，所以輸入電容和輸出電容需要相同容量。假設(shè)輸出紋波電壓為：

AU⁰=48*0.5%=0.24V

（6）

由于貼片陶瓷電容的ESR較小，單個(gè)貼片陶瓷電容ESR大概10 m，采樣多個(gè)貼片陶瓷電容并聯(lián)ESR就變小了，可以忽落不計(jì)，只計(jì)算電容充電引起的電容紋波。

所需電容容值：

輸入輸出電容要大于5.2μF；本設(shè)計(jì)中采用8顆2.2“F的陶瓷電容并聯(lián)總?cè)萘?7.6μF。MOS管采用英飛凌型號(hào)為BSC060N10NS3G，耐壓達(dá)100 V，最大可持續(xù)通過(guò)90 A電流，最小導(dǎo)通電阻6m，而本設(shè)計(jì)中最高電壓為48 V遠(yuǎn)低于MOS管耐壓：最大峰值電流為10 A遠(yuǎn)低于MOS管最大持續(xù)電流。

2.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

如圖5所示，MOS管驅(qū)動(dòng)器采用TI具有獨(dú)立的高側(cè)和低側(cè)驅(qū)動(dòng)的半橋驅(qū)動(dòng)芯片UCC27211，該芯片內(nèi)部集成自舉二極管，外部需要連接自舉電容，采用自舉升壓的方式驅(qū)動(dòng)高側(cè)MOS管：自舉電容選取0.47 μ F，芯片驅(qū)動(dòng)電流峰值高達(dá)4A，最大引導(dǎo)電壓直流120 V：在PWM信號(hào)輸入引腳加10 kΩ的下拉電阻，防止PWM信號(hào)輸入開(kāi)路或高阻時(shí)MOS誤動(dòng)作：MOS管驅(qū)動(dòng)電阻采用2Ω，芯片內(nèi)部不帶有死區(qū)功能，為防止上下橋臂通時(shí)導(dǎo)通，需要在軟件上實(shí)現(xiàn)死區(qū)功能。

2.3 輔助電源設(shè)計(jì)

如圖6所示，輔助電源通過(guò)二極管隔離從BUCK-BOOST電路的輸入端和輸出端取電，經(jīng)過(guò)XL7005A變換產(chǎn)生直流12 V，在通過(guò)AMS1117-3.3變換產(chǎn)生3.3V、A3.3 V兩路電源：直流12 V為驅(qū)動(dòng)芯片供電以驅(qū)動(dòng)MOS工作：直流3.3 V、A3.3 V為STM32F334和運(yùn)放供電。

2.4 信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)

①輸入輸出電壓檢測(cè)

輸入輸出電壓通過(guò)運(yùn)放TLV2374采用差分電路將輸出電壓按比例縮小至ADC能夠采樣的范圍，再使用ADC采樣，軟件解算出輸出電壓。輸入電壓采樣是通過(guò)F334內(nèi)部運(yùn)放按比例縮小再送到ADC進(jìn)行采樣的，具體電路如圖7所示。輸出電壓檢測(cè)電路如圖11所示。

②輸出電流檢測(cè)

輸出電流檢測(cè)電路通過(guò)運(yùn)放TLV2374采樣差分放大電路實(shí)現(xiàn)；采樣電阻放在低端，若采樣電阻放在高端，會(huì)有較大的共模電壓使采樣電流不準(zhǔn)確，采樣電阻為10m，由于采樣電阻較小，采樣電阻上的壓降較小，不利于直接采樣，需要放大后再采樣：由于本設(shè)計(jì)中電流雙向流動(dòng)有正有負(fù)，MCU不能采樣負(fù)電壓，所以需要一個(gè)基準(zhǔn)電壓將放大后的負(fù)電壓抬升至正電壓供MCU采樣；基準(zhǔn)電壓用3.3 V通過(guò)1：1電阻分壓產(chǎn)生1.65 V，經(jīng)TLV2374組成的電壓跟隨器輸出1.65 V供電路使用，如圖9所示，輸出電流檢測(cè)電路如圖8所示。2.5 F334主控電路設(shè)計(jì)

基于STM32F334引腳名稱及其屬性如表1所示。

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)中采用電壓控制模式，即通過(guò)采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產(chǎn)生誤差信號(hào)，將誤差輸入PID算法計(jì)算出所需占空比，通過(guò)改變占空比來(lái)達(dá)到穩(wěn)壓輸出的目的。圖10是軟件流程圖，在定時(shí)器3的中斷程序里進(jìn)行PID運(yùn)算和更新占空比，PID算法分為增量式和位置式。

4 結(jié)論

通過(guò)系統(tǒng)測(cè)試，輸入電壓范圍：12～64 V，而輸出電壓范圍：5～60 V，其中輸出的電壓穩(wěn)定度為5%，輸出紋波：50mV RMS，輸出額定電流5A，最大輸出電流6.5 A，功率達(dá)240 W，并且具備輸入欠壓、過(guò)壓保護(hù)、輸出過(guò)壓、過(guò)流保護(hù)等保護(hù)功能，經(jīng)過(guò)測(cè)試該設(shè)計(jì)滿足車(chē)載電源、太陽(yáng)能轉(zhuǎn)換器、電池充放電系統(tǒng)DC/DC轉(zhuǎn)換的要求。

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