基于數(shù)字信道化的DRFM設(shè)計

石遠(yuǎn)東,顧 軍

(中國船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所,江蘇 揚(yáng)州225101)

0 引 言

隨著信號處理技術(shù)的高速發(fā)展,雷達(dá)的工作帶寬越來越寬。目前調(diào)制帶寬超過1 GHz、捷變帶寬達(dá)到4 GHz的雷達(dá)已經(jīng)投入使用。為了快速截獲雷達(dá)信號,并且對其實施有效干擾,需要研究寬瞬時帶寬的接收機(jī)和干擾機(jī)。

基于數(shù)字信道化技術(shù)的寬帶數(shù)字接收機(jī)目前已經(jīng)得到了廣泛應(yīng)用。寬帶數(shù)字化干擾源主要采用高速模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)采樣、全帶寬信號存儲調(diào)制、高速數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)恢復(fù)的方案。采用此方案的數(shù)字化干擾源將全帶寬信號進(jìn)行存儲,并同時進(jìn)行頻域調(diào)制,算法相對簡單易實現(xiàn),但需要消耗大量的硬件資源,而且對同時到達(dá)信號的處理能力較弱。本文研究了一種基于數(shù)字信道化的數(shù)字射頻存儲(DRFM)結(jié)構(gòu),利用子信道數(shù)據(jù)實現(xiàn)干擾信號的時域、頻域調(diào)制,同時采用2倍過采樣技術(shù)有效抑制了相鄰信道之間的信號混疊,實現(xiàn)了信號的近似重構(gòu)。文中首先推導(dǎo)了信道接收和發(fā)射的多相濾波數(shù)學(xué)模型,然后使用Matlab進(jìn)行了寬帶信號合成、多信號干擾調(diào)制仿真,驗證了算法的可行性。

1 信道化DRFM模型

1.1 信道化接收原理及其框圖

數(shù)字信道化是多數(shù)據(jù)率信號處理的一個分支,接收是將全帶寬信號劃分為K個子頻帶,每個子頻帶信號與相對應(yīng)的中心頻率混頻到零中頻,然后經(jīng)過一個帶寬為信道寬度的低通濾波器,最后經(jīng)過D倍抽取產(chǎn)生K路基帶正交信號[1]。信道化接收原理框圖如圖1所示。

采用圖1結(jié)構(gòu)的信道化接收機(jī)覆蓋了采樣信號的全部頻帶,具有全概率截獲能力。但是當(dāng)ADC采樣速率很高時,計算量過大,不易工程實現(xiàn)。下面利用多相濾波結(jié)構(gòu)推導(dǎo)一種高效的實現(xiàn)方法。

根據(jù)圖1,第k個信道的輸出yk(m)為:

圖1 信道化接收原理框圖

式中:s(n)為輸入信號;h(n)為原型低通濾波器的系數(shù);K為信道數(shù)目;D為子信道抽取倍數(shù)。

一般信道化模型采用K=D的結(jié)構(gòu),即子信道抽取倍數(shù)等于信道數(shù)目,亦稱為臨界采樣模型[2]。采用臨界采樣模型的子信道數(shù)據(jù)雖然可以獲得更低的數(shù)據(jù)率,但是在信道重構(gòu)時子信道的過渡帶分量會與帶內(nèi)信號發(fā)生混疊。為了不產(chǎn)生頻譜混疊,需滿足即子信道抽取倍數(shù)小于等于信道數(shù)目的一半[3]。本文中取D=K/2,同時令sp(m)=s(mK-

根據(jù)上述公式推導(dǎo),可以得到基于多相濾波結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收模型,如圖2所示。第k路子信道信號yk(m)是輸入信號s(n)經(jīng)過抽取、多相濾波、離散傅里葉逆變換的結(jié)果。基于多相濾波結(jié)構(gòu)的信道化接收模型具有以下幾個優(yōu)點:在數(shù)字濾波之前先進(jìn)行抽取降速,降低了濾波過程的運(yùn)算量;濾波器hp(m)為原型低通濾波器的多相分量,階數(shù)減小到原來的1/K;離散傅里葉逆變換(IDFT)可以通過反快速傅里葉變換(IFFT)快速算法來實現(xiàn),提高了運(yùn)算效率。因此,多相濾波結(jié)構(gòu)降低了系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率,提高了實時處理能力,滿足了實際工程應(yīng)用的需求。

圖2 多相濾波結(jié)構(gòu)的信道化接收模型

1.2 信道化發(fā)射原理及其框圖

假設(shè)需要同時發(fā)射I個基帶復(fù)數(shù)信號mi(k)(i=0,1,…,I-1),信號帶寬為Bw,并具有相同的采樣頻率fs。首先對I個基帶信號進(jìn)行I倍內(nèi)插和低通濾波,得到基帶數(shù)字頻譜帶寬變?yōu)?。然后分別乘以移頻因子ejωin,將基帶信號上變至ωi處,其中將這I個信號相加,可以得到發(fā)射信號y(n)。原理框圖如圖3所示。

圖3 信道化發(fā)射原理框圖

圖3 的信道化發(fā)射原理框圖雖然實現(xiàn)了多通道的同時發(fā)射,但實際上是一種多通道并行疊加的方法,實現(xiàn)效率低下。下面推導(dǎo)基于多相濾波結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化發(fā)射模型:

式中:h(n)為原型低通濾波器系數(shù);I為信道數(shù);m′i(n)為第i路輸入信號mi(n)進(jìn)行D倍內(nèi)插的信號,為了與信道化接收模型相匹配,取內(nèi)插值等于信道數(shù)的一半,即D=I/2。

式中:mp(r)為第i路輸入信號mi(l)與符號因子(-1)ir相乘后進(jìn)行離散傅里葉逆變換的結(jié)果。

根據(jù)公式推導(dǎo),可以得到基于多相濾波結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化發(fā)射模型如圖4所示。由圖4可知,IFFT與濾波運(yùn)算位于D倍插值之前,大大降低了運(yùn)算速率,每一信道的濾波器系數(shù)變?yōu)樵蜑V波器的多相分量,降低了運(yùn)算量,有利于實際的工程實現(xiàn)。

圖4 多相濾波結(jié)構(gòu)的信道化發(fā)射模型

1.3 基于信道化的DRFM設(shè)計

本文設(shè)計的基于數(shù)字信道化的DRFM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖5所示。這個系統(tǒng)由下變頻模塊、高速ADC、信道化接收、信號檢測、干擾控制、存儲調(diào)制、信道化發(fā)射、高速DAC和上變頻模塊組成。

圖5 數(shù)字信道化DRFM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

整個系統(tǒng)的工作流程如下:

(1)經(jīng)過天線接收后的射頻信號與本振信號進(jìn)行混頻,將信號下變頻至高速ADC模塊的處理頻帶內(nèi)。

(2)使用高速ADC模塊對中頻模擬信號進(jìn)行數(shù)字化處理,將數(shù)字信號送給信道化接收模塊。

(3)信道化接收模塊對高速采樣信號進(jìn)行信道化處理,產(chǎn)生多信道低數(shù)據(jù)率的正交信號。

(4)信號檢測模塊對每一信道的信號進(jìn)行檢測,若信號超過檢測門限,則對信號進(jìn)行參數(shù)測量,計算信號的幅度、頻率、到達(dá)時間、脈寬等參數(shù),將測量結(jié)果送給干擾控制模塊,同時將原始信號送給存儲調(diào)制模塊。

(5)干擾控制模塊對參數(shù)測量結(jié)果進(jìn)行分析,并控制存儲調(diào)制模塊產(chǎn)生相應(yīng)的干擾樣式。

(6)存儲調(diào)制模塊將需要干擾的子信道數(shù)據(jù)進(jìn)行時域、頻域調(diào)制,將調(diào)制后的數(shù)據(jù)送給信道化發(fā)射模塊。

(7)信道化發(fā)射模塊將子信道調(diào)制數(shù)據(jù)合成一路高速數(shù)據(jù),不需要干擾調(diào)制的子信道數(shù)據(jù)全部置“0”。

(8)高速DAC將合成后的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成模擬信號,最后經(jīng)過上變頻模塊轉(zhuǎn)發(fā)出去。

圖5中的DRFM系統(tǒng)采用寬帶數(shù)字信道化技術(shù),具有寬瞬時帶寬、大動態(tài)范圍、能處理同時到達(dá)信號等優(yōu)點。干擾時只需要對包含雷達(dá)信號的子信道信號進(jìn)行干擾調(diào)制,與一般結(jié)構(gòu)的DRFM系統(tǒng)相比,具有如下優(yōu)點:

(1)節(jié)省了大量存儲器和乘法器資源、大大減少了干擾調(diào)制運(yùn)算量,有利于設(shè)計更加精細(xì)化的干擾樣式。

(2)具有同時多信號干擾能力。當(dāng)同時到達(dá)的信號位于不同子信道時,對這些子信道信號分別進(jìn)行不同參數(shù)的干擾調(diào)制,再經(jīng)過信道化合成就可以實現(xiàn)多信號不同干擾樣式的同時調(diào)制,提高干擾效能。

(3)信道化合成時只送入需要干擾的子信道數(shù)據(jù),其余子信道數(shù)據(jù)全部置“0”,可以有效抑制噪聲,提高輸出信號的信噪比。

2 仿真驗證

利用Matlab仿真驗證信道化接收、發(fā)射算法的有效性。假設(shè)高速ADC、DAC的采樣速率為2 000 MHz,信道數(shù)為32個,則子信道帶寬為62.5 MHz,原型低通濾波器頻率響應(yīng)如圖6所示。

圖6 原型低通濾波器頻率響應(yīng)

2.1 寬帶跨信道信號合成仿真

假設(shè)ADC采樣信號為一寬帶線性調(diào)頻信號,脈寬15μs,調(diào)頻帶寬150 MHz,信號中心頻率500 MHz,頻域波形如圖7所示。輸入信號分別覆蓋了8、9、10 3個子信道,圖8、9分別是輸入信號經(jīng)過信道分解后第8、9、10子信道的時域、頻域波形。

圖7 輸入信號頻域波形

圖8 子信道時域波形

圖9 子信道頻域波形

由圖8子信道時域波形可知:線性調(diào)頻信號首先進(jìn)入第8個信道,然后依次進(jìn)入第9、10個信道,說明該調(diào)頻信號是正斜率調(diào)制,這與理論分析是一致的。在進(jìn)行信道合成時,將第8、9、10個信道數(shù)據(jù)同時送入信道化發(fā)射模塊,其余輸入通道數(shù)據(jù)全部置“0”,信道合成后的輸出數(shù)據(jù)頻譜如圖10所示。該圖與圖7輸入信號頻域波形基本一致,只是輸出頻譜在信道相鄰處有明顯“凸起”。這是由原型濾波器的非理想矩形特性引起的。通過優(yōu)化原型濾波器,可以減小“凸起”,使功率起伏控制在±0.1 dB,從而驗證了信道化合成算法的正確性。

圖10 輸出信號頻域波形

2.2 同時到達(dá)信號合成仿真

假設(shè)同時輸入2路線性調(diào)頻信號,信號1中心頻率340 MHz,調(diào)制帶寬20 MHz,位于第6、7個子信道;信號2中心頻率560 MHz,調(diào)制帶寬5 MHz,位于第10個子信道。對這2路信號同時進(jìn)行頻域調(diào)制。為了方便觀察,分別調(diào)制較大的頻率偏移量:第6、7個子信道信號調(diào)制-5 MHz,第10個子信道信號調(diào)制+10 MHz。將第6、7、10個信道數(shù)據(jù)同時送入信道化發(fā)射模塊,其余輸入通道數(shù)據(jù)全部置“0”。輸入、輸出信號頻域波形如圖11所示。輸出信號1中心頻率為335 MHz,輸出信號2中心頻率為570 MHz。2個信號分別完成了-5 MHz、+10 MHz的頻率偏移,與理論分析完全一致。

圖11 同時到達(dá)信號頻域輸入、輸出波形

3 結(jié)束語

本文闡述了一種基于數(shù)字信道化技術(shù)的DRFM系統(tǒng),該系統(tǒng)具有頻率覆蓋范圍廣、系統(tǒng)靈敏度高、可實現(xiàn)同時多信號干擾等優(yōu)點。使用Matlab對設(shè)計進(jìn)行了仿真驗證,證明了設(shè)計方法的可行性和正確性。本設(shè)計可應(yīng)用在寬帶有源干擾機(jī)的工程實踐中,具有很好的實用價值。