交錯并聯(lián)PFC電源研究與設(shè)計

馬昭

(西安航空學(xué)院 電子工程學(xué)院, 陜西 西安 710077)

基金項目:西安航空學(xué)院校級科研基金項目(2017KY1221)

0 引 言

因PFC能夠大大降低對電網(wǎng)的諧波污染而被廣泛使用。傳統(tǒng)的BOOST PFC電路能夠?qū)崿F(xiàn)很好的功率因數(shù)校正功能，使得功率因數(shù)接近1，并且具有結(jié)構(gòu)簡單、效率高的特點，在中小功率電源裝置中應(yīng)用非常多。隨著高功率電子裝置的應(yīng)用，對高功率電源的需求也越來越多，傳統(tǒng)的PFC難以實現(xiàn)高功率電源設(shè)計。交錯并聯(lián)PFC拓撲結(jié)構(gòu)的出現(xiàn)很好地解決以上問題。交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)通過多個單元功率模塊交錯相位控制、并聯(lián)形成新的變換器，使得每個單元各承擔總功率的一部分。這種方案減少了開關(guān)器件的電流應(yīng)力，使得選型更為便捷。此外，該結(jié)構(gòu)由于每相電流錯開一定的相位，疊加的結(jié)果使得輸入電流紋波降低。因此，研究釆用交錯并聯(lián)PFC電源具有很大的應(yīng)用價值[1]。

1 總體結(jié)構(gòu)與分析

電源總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。電源主要由兩部分構(gòu)成：交錯PFC功率電路和控制電路。功率電路通過兩個電感、電容、二極管構(gòu)成的BOOST升壓交錯并聯(lián)PFC電路，實現(xiàn)電能交流到直流的變換?？刂苹芈凡捎秒p閉環(huán)控制方法。電壓外環(huán)用來實現(xiàn)輸出穩(wěn)定電壓作用，電流內(nèi)環(huán)控制輸入電流跟隨輸入電壓變化，達到功率因數(shù)校正作用。

圖1 交錯并聯(lián)PFC電源總體結(jié)構(gòu)圖

交錯并聯(lián)PFC電源的控制方式有多種，平均電流控制具有控制的是輸入高頻電流的平均值，對噪聲不敏感，而且不會產(chǎn)生次諧波震蕩。因而本文選擇平均電流控制模式,具體實現(xiàn)過程如下：

電壓環(huán)的輸入?yún)⒖茧妷篤ref和采樣輸出電壓相減后得到誤差電壓。該誤差經(jīng)過電壓環(huán)PI控制器產(chǎn)生控制信號，該信號和輸入交流電壓經(jīng)過乘法器后得到電流內(nèi)環(huán)的參考電流Iref。再通過電流環(huán)PI控制器產(chǎn)生PWM控制輸出，從而實現(xiàn)電感電流能夠跟隨參考電流Iref變化，實現(xiàn)輸入電流正弦化。

2 硬件電路設(shè)計

2.1 電源技術(shù)參數(shù)

電源的技術(shù)參數(shù)如表1所示。

表1 電源的技術(shù)參數(shù)

2.2 電感設(shè)計

電源總的輸入電流為各相電感電流之和，電流紋波k(D)與占空比D相關(guān)[2]，且電流紋波比值k(D)為:

(1)

電感量在最低輸入電壓180 VAC下計算可以得到最大占空比為:

(2)

式中:Dmax為最大占空比；i(s)為電感電流在S域函數(shù)；d(s)為占空比在S域函數(shù)；Vo為輸出電壓幅值；Vin_min為最小輸入電壓。

兩相交錯并聯(lián)PFC電源中，每個并聯(lián)的變換器的承擔功率為總電源功率的1/2，根據(jù)輸入輸出功率平衡，單相電感電流有效值為:

(3)

式中:IL_rms為單相電感電流有效值；Po為電源輸出功率；η為電源效率；Vin_min為最小輸入電壓。

令電感電流紋波調(diào)整率為0.2，輸入紋波電流為ΔIg=1.1 A。電感L計算公式為:

(4)

式中:Ts為開關(guān)周期；ΔIg為輸入紋波電流。

上式得出的電感值為交錯并聯(lián)PFC電源的最低電感值，實際電路中采用升壓電感值為700 μH。

2.3 電容設(shè)計

輸出電容的確定要滿足最小保持時間要求和最大輸出電壓紋波值。輸出電壓維持系數(shù)α為0.8，Δt=20 ms。根據(jù)維持電壓確定輸出電容為[3]:

(5)

設(shè)定輸出紋波電壓為輸出電壓的3%，由輸出電壓紋波確定輸出電容為:

(6)

式中:Vo為輸出電壓;α為輸出電壓維持系數(shù);Co為輸出電壓容值;f為50 Hz。綜上最終選擇輸出電容為450 μF/500 V電容。

2.4 開關(guān)管和二極管的選擇

MOS管和二極管選型時，要考慮耐壓和過電流能力并留有一定裕量。在此開關(guān)管選擇IRFP460，二極管選擇MURF860。

3 控制環(huán)路設(shè)計

3.1 電流環(huán)控制器設(shè)計

控制輸出到電感電流的傳遞函數(shù)Gid(s)為[4]:

(7)

式中:Gid(s)為控制輸出到電感電流的傳遞函數(shù)；Ro為輸出負載；L為電感值。

電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。為實現(xiàn)很好地跟蹤輸入電壓變換，電流環(huán)要有很快的響應(yīng)速度。電流補償器的帶寬應(yīng)更高，在此選擇電流環(huán)帶寬在5 kHz至15 kHz之間。

圖2 電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖

圖2中：Gid(s)為占空比控制到輸入電流的傳遞函數(shù)；Gic(s)為電流內(nèi)環(huán)控制器;k1、k2為增益系數(shù)。代入電源參數(shù)值，得到電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖如圖3所示。

圖3 電流環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖

由圖3可以看到，傳遞函數(shù)穿越頻率為90.9 kHz，容易使系統(tǒng)不穩(wěn)定，且低頻增益過小導(dǎo)致控制誤差較大，選擇 PI控制器進行補償校正。PI參數(shù)為：Kp=0.06；Ki=150。因而得到校正后電流環(huán)的開環(huán)Bode圖如圖4所示。

圖4 電流環(huán)校正后傳遞函數(shù)Bode圖

由圖4可知，校正后的穿越頻率為10.9 kHz，相角裕度為87.9°，該環(huán)路是穩(wěn)定的，并具有合適的穿越頻率。

3.2 電壓環(huán)控制器設(shè)計

將被控對象等效為驅(qū)動電容[5]。電壓外環(huán)控制框圖如圖5所示。Gvc(s)為電壓環(huán)PI控制器，k3、k4為增益系數(shù)。

圖5 電壓環(huán)控制框圖

電壓環(huán)控制器PI控制器參數(shù)：Kp=35；Ki=400。校正后的開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖6所示。

圖6 電壓環(huán)校正后傳遞函數(shù)Bode圖

由圖6可以看到，校正后的相角裕度為79.1°，穿越頻率為9.46 Hz，系統(tǒng)是穩(wěn)定的，且具有較低的穿越頻率。

4 仿真及波形分析

在MATLAB使用Simulink搭建交錯并聯(lián)PFC電源的試驗仿真電路，包括功率電路、電源控制電路、信號采樣調(diào)理電路。交錯并聯(lián) PFC電源在600 W滿載情況下，輸入電壓為220 V的輸入電壓和電流(為便于觀察，將電流波形放大10倍)、輸出電壓和輸出紋波波形如圖7所示。

圖7 輸入220 V時輸入電壓、輸入電流和輸出電壓波形

同樣，當負載為600 W滿載、輸入電壓降低為85 VAC時，輸入電壓和電流(為便于觀察，將電流波形放大了5倍)、輸出電壓以及輸出電壓紋波波形如圖8所示。

圖8 輸入85 V時輸入電壓、輸入電流和輸出電壓波形

由圖7和圖8可以看出，電源的輸入電壓和電流完全同相位，輸入電流正弦度較好，功率因數(shù)約為1。觀察輸出電壓，都能很快達到穩(wěn)定值400 V，輸出電壓無明顯過沖，其電壓紋波小于8 V，能夠滿足+2%紋波的設(shè)計要求。圖9為兩相電感電流波形，圖中電感電流形狀基本一致，呈正弦波正半波形狀。

圖9 兩個電感電流波形

圖10是電感電流在每個周期變化的波形，電感電流在相位上互差180°，紋波較大，但是總的合成輸入電流紋波大大降低。

圖10 電感合成電流與分電流波形

5 結(jié)束語

本文對400 V/600 W交錯并聯(lián) PFC電源進行了設(shè)計，詳細分析了交錯并聯(lián) PFC電源的工作過程，對硬件電路功率器件進行了選型設(shè)計，對控制環(huán)路補償器進行設(shè)計，并通過Bode圖分析

了設(shè)計可行性。最后，搭建仿真模型，對設(shè)計結(jié)果進行了驗證。結(jié)果表明，該設(shè)計輸出電壓紋波低、輸入電流畸變小、功率因數(shù)高，符合預(yù)期要求。