一種基于電流模式的GMR傳感器信號輸出電路

空軍航空維修技術學院 李仲秋

1 引言

在模擬電子線路中，人們習慣采用電壓作為信號變量，并通過處理電壓信號來實現(xiàn)電路的功能而不是電流作為信號變量。因此，促進了大量電壓模式電路（電壓信號處理電路）的發(fā)展。但隨著被處理信號的頻率不斷提高以及電路對電源電壓要求的不斷降低，近幾十年來，人們逐漸認識和挖掘出了以電流作為信號變量的電路在信號處理中的巨大潛在優(yōu)點，促進發(fā)展了電流模式電路。電流模式電路在電壓提供、功率消耗、運行速度等方面比電壓模式電路具有更加優(yōu)良的性能，在高頻、高速信號處理電路的設計領域中，電流模式的電路設計方法正在取代電壓模式的傳統(tǒng)設計方法。隨著電流模式電路的應用將把模擬集成電路的設計與制作發(fā)展到一個新階段。電流模式電路具有阻抗水平低、速度快、頻帶寬、電源電壓低、功耗小、非線性失真小、動態(tài)范圍大等主要性能特點。

巨磁阻（Giant Magnetoresistance（GMR））生物傳感器可以與半導體微電子工藝制備相結合，使之與微系統(tǒng)芯片直接集成，具有尺寸小等優(yōu)勢；而且GMR傳感器在工作電壓、工作溫度范圍、靈敏度、可重復性和抗機械沖擊、抗震動等方面性能優(yōu)異，還可以與主流的IC工藝相結合，實現(xiàn)傳感器與輸出電路的全集成。而由于電流模式電路正常工作的電源電壓可以低至0.3V～1.5V，信號電流在nA～mA（甚至10pA～mA）數(shù)量級內變化，因此采用電流模式設計GMR生物傳感器信號輸出全集成電路在有效提高集成密度，減小功耗，降低電源電壓具有一定優(yōu)勢。

目前巨磁阻生物傳感器及其讀出電路的研究和設計基本被國外機構和公司壟斷[1]，產(chǎn)品價格昂貴。國內關于此類傳感器前端輸出電路的設計與研究還較少。因此探討GMR傳感器相應的前端信號輸出電路，設計開發(fā)與之配套的高靈敏度、低成本的小型醫(yī)療檢測儀，滿足中小醫(yī)療機構、家庭保健以及急診應用的需求，具有一定的經(jīng)濟價值和社會意義。

2 GMR傳感器前端信號輸出電路的設計

GMR傳感器專用集成芯片電路由微弱信號讀出電路[2]和逐次逼近型的模數(shù)轉換電路[3]兩大部分組成，電路整體結構框圖如圖1所示。

2.1 電路的組成與原理

本次設計的GMR傳感器專用集成芯片的前端信號輸出電路采用了電流模式電路，主要由Bandgap帶隙基準電源、電流鏡電路、緩沖器buffer、TIA跨阻放大器、SARADC模數(shù)轉換電路和DSP模塊組成。帶隙基準電源的主要功能是產(chǎn)生偏置電壓（300mV），由PM0、PM1和NM0、NM1組成的電流鏡電路的主要功能是給GMR生物傳感器陣列加載300mV偏置電壓[4]，緩沖器buffer的主要作用是降低電流鏡及后級電路抖動對300mV偏置電壓值的影響，跨阻放大器的主要功能是將GMR陣列轉換輸出的電流信號轉換為電壓信號，SARADC模數(shù)轉換電路[5][6]的主要功能是將跨阻放大器輸出的電壓信號轉換為數(shù)字碼流，DSP模塊的主要功能是進行信息處理。

圖1 GMR傳感器電路整體結構框圖

電路基本原理是：帶隙基準源提供的300mV偏置電壓通過PMOS晶體管PM0、PM1和NMOS晶體管NM0、NM1組成的電流鏡電路加載到傳感器陣列上，將GMR傳感器陣列上的等效電阻變化轉換為電流變化，跨阻放大器將檢測電流轉換為電壓，并放大至后級逐次逼近模數(shù)轉換器，逐次逼近模數(shù)轉換器將檢測電壓轉換為數(shù)字碼流，輸出至DSP進行信息處理，完成檢測。

圖2 帶隙基準源電路

2.2 帶隙基準源電路的特點

帶隙基準源電路[7]由電壓偏置電路、主電路和上電啟動電路等組成，如圖2所示。上電啟動電路的核心作用是保證帶隙基準源主電路在上電階段不會發(fā)生掉電鎖存而進入死區(qū)。本上電啟動電路由PMOS晶體管PM5、PM6和MOS電容組成，其工作過程如下：電源電壓為零時，PM5和PM6的柵極為零，PM5和PM6導通；主電路中的跨導放大器（OTA）是一種將輸入差分電壓轉換為輸出電流的放大器，此跨導放大器有一個額外的電流輸入端，用以控制放大器的跨導；此時的PM6相當于一個開關管，形成一條從電源到跨導放大器輸入端的電流通路，當電流足夠大時，跨導放大器進入正常工作狀態(tài)。在上電過程中，PMOS晶體管PM5的柵極也從低電平開始上升，電源通過PM5對NMOS晶體管NM1形成的MOS電容進行充電；PM6的柵極電壓隨充電而持續(xù)升高，直到電壓絕對值大于漏源電壓絕對值時，PM6截止。MOS電容充電完成，這時MOS電容上的電壓足以維持跨導放大器的輸入直流偏置電壓，帶隙基準源進入穩(wěn)態(tài)工作。

2.3 電流鏡電路的參數(shù)

PMOS管PM0和NMOS管NM0接成二極管連接形式，與PMOS管PM1和NMOS管NM1組成電流鏡電路，將300mV偏置電壓加載至傳感器陣列，使傳感器陣列上由生物信號引起的等效電阻變化轉換為電流變化，輸出檢測電流為：

其中Vbias為300mV偏置電壓，Rsensor為傳感器等效電阻。因此只要巨磁阻生物傳感器等效電阻發(fā)生變化，電流鏡就可以通過300mV偏置電壓，將電阻變化轉換為可檢測的電流變化Idet，輸出至跨阻放大器。該電路僅具有四管結構，魯棒性良好。

圖3 模擬測試的64＊8電阻陣列

3 GMR傳感器陣列的時序分析

為了分析確定GMR傳感器陣列的時序[8]，設計了64個行開關和8個列開關控制的模擬傳感器陣列的64*8電阻陣列，如圖3所示。行和列兩部分電阻組合不同值來模擬傳感器的電阻變化，8個列開關控制的以8k電阻為基礎，500歐為間隔的列電阻分布為8k，8.5k，9k，9.5k，10k，10.5k，11k，11.5k等八列，作為傳感器的電阻基底。64個行開關控制的行電阻，最小標稱值7.8歐，按7.8歐的間隔依次增大，即7.8歐，15.6歐，23.4歐…..499.2歐，覆蓋8k到12k的變化范圍，使得電阻值具有9bit的分辨率。

在電阻通路上，要保證開關導通電阻為一個恒定值，電阻變化僅由傳感器電阻引起。設計時開關為NMOS開關，源極接地，避免襯偏效應，使襯底和源極同電位，保證導通電阻的恒定。

從圖3的電阻陣列分布分析，8個列開關switch1和64個行開關switch2的時序特征如圖4所示：

圖4 模擬64＊8電阻陣列的時序圖

復位信號低電平有效；使能信號高電平有效，復位之后，在高電平enable信號下，當?shù)谝粋€時鐘上升沿到來時，bitline開始遍歷，當bitline8出現(xiàn)下降沿時遍歷完成，標識位stg1置為高電平。其中對應系統(tǒng)時鐘頻率1MHZ時switch2開關對應的每個高電平脈沖周期為1us。

因為每個switch2開關每個高電平脈沖周期為1us，而switch1列開關一個高電平脈沖包含64個switch2行開關的高電平脈沖，因此switch1對應的每個高電平脈沖周期為1*64=64us（相當于頻率為15.63KHZ）。而系統(tǒng)遍歷一次為八個switch1高電平脈沖周期，因此需要的總時間為64us*8=512us。

圖5 GMR陣列模擬仿真輸出結果

4 結果與結論

對所設計的GMR傳感器前端信號輸出電路采用SMIC 0.18μm 1P6M厚柵氧CMOS工藝設計專用集成芯片的版圖后，在設定的仿真環(huán)境下（3.3v電源電壓，1MHZ系統(tǒng)時鐘），按7.8歐的電阻間隔，覆蓋8k到12k的變化范圍對電阻陣列進行掃描，模擬GMR傳感器的檢測信號變化，對前端信號輸出電路進行功能仿真。結果顯示從218至32連續(xù)輸出數(shù)字碼流，中間無失碼。如圖5所示。

在設定1MHz時鐘頻率的仿真環(huán)境下，輸入400KHz、3V峰峰值的正弦信號，進行FFT頻譜分析，其分析結果如圖6所示，能實現(xiàn)63.8dB的動態(tài)范圍，7.8bit的有效精度。

圖6 FFT頻譜分析結果（時鐘1MHz）