• <tr id="yyy80"></tr>
  • <sup id="yyy80"></sup>
  • <tfoot id="yyy80"><noscript id="yyy80"></noscript></tfoot>
  • 99热精品在线国产_美女午夜性视频免费_国产精品国产高清国产av_av欧美777_自拍偷自拍亚洲精品老妇_亚洲熟女精品中文字幕_www日本黄色视频网_国产精品野战在线观看 ?

    磁懸浮列車應(yīng)用場(chǎng)景多普勒分集技術(shù)研究

    2020-07-09 05:54:04梁建英劉先愷侯圣杰馬漢城
    無線電通信技術(shù) 2020年4期
    關(guān)鍵詞:支路頻域載波

    梁建英,劉先愷,侯圣杰,田 毅,馬漢城

    (中車青島四方機(jī)車車輛股份有限公司,山東 青島 266000)

    0 引言

    在高速鐵路環(huán)境中,當(dāng)列車移動(dòng)速度大于250 km/h時(shí),多普勒效十分明顯[1]。而高速磁懸浮列車最大運(yùn)行速度為600 km/h,產(chǎn)生的多普勒頻偏會(huì)嚴(yán)重破壞OFDM子載波之間的正交性,帶來載波間干擾,進(jìn)而降低OFDM系統(tǒng)性能[2-3]。多普勒分集技術(shù)將多普勒頻偏作為分集增益來源,進(jìn)而提高OFDM系統(tǒng)在高速移動(dòng)環(huán)境中的性能。高速磁懸浮環(huán)境中存在強(qiáng)磁場(chǎng),且環(huán)境復(fù)雜多變,很難保證接收機(jī)可以獲得高信噪比。這樣的環(huán)境下傳統(tǒng)LS信道估計(jì)帶來的誤差會(huì)對(duì)多普勒分集性能造成不利影響,因此對(duì)多普勒分集技術(shù)在中低信噪比條件下的信道估計(jì)算法進(jìn)行研究很有必要。

    文獻(xiàn)[4-5]對(duì)單載波系統(tǒng)的多普勒分集技術(shù)展開研究。文獻(xiàn)[4]設(shè)計(jì)了基于時(shí)-頻相關(guān)的接收方案來減少多徑和多普勒效應(yīng)對(duì)系統(tǒng)性能的影響。文獻(xiàn)[5]研究了快時(shí)變平坦衰落信道中的多普勒分集技術(shù),將接收信號(hào)正負(fù)頻率偏移部分進(jìn)行匹配濾波,然后合并,實(shí)現(xiàn)多普勒分集。由于OFDM系統(tǒng)自身特點(diǎn)會(huì)導(dǎo)致其在高速移動(dòng)場(chǎng)景中產(chǎn)生嚴(yán)重的載波間干擾,而單載波系統(tǒng)中的多普勒分集技術(shù)無法解決此問題。文獻(xiàn)[6]針對(duì)OFDM系統(tǒng)多普勒分集技術(shù)展開研究,對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行頻移產(chǎn)生多種分集支路最終進(jìn)行加權(quán)相加。但文章研究過程中忽略了信道時(shí)變性,選擇在頻域直接對(duì)各支路信號(hào)進(jìn)行加權(quán),在時(shí)變信道下性能嚴(yán)重下降。文獻(xiàn)[7]針對(duì)時(shí)變信道提出一種新的時(shí)-頻處理方案來降低誤碼率,該研究中各支路信號(hào)的合并放在了OFDM解調(diào)之前即時(shí)域上進(jìn)行,雖然有效降低了信道時(shí)變性對(duì)研究性能的影響,但在由于信號(hào)傳輸過程中在時(shí)域上呈現(xiàn)卷積特性,而頻域呈現(xiàn)乘積特性,因此在時(shí)域進(jìn)行加權(quán)合并會(huì)嚴(yán)重增加算法復(fù)雜度。文獻(xiàn)[8]提出了簡(jiǎn)化的多普勒分集技術(shù),利用頻域估計(jì)出的信道參數(shù)計(jì)算各支路信號(hào)時(shí)域權(quán)重,在不降低多普勒分集性能的前提下降低了實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。但該方案中權(quán)重是否準(zhǔn)確仍然受到頻域信道估計(jì)準(zhǔn)確性的制約。關(guān)于信道估計(jì)與多普勒分集性能之間的關(guān)系,也有學(xué)者進(jìn)行過定量分析。文獻(xiàn)[9]研究了高速移動(dòng)無線通信環(huán)境下信道估計(jì)誤差對(duì)多普勒分集性能的影響,通過簡(jiǎn)單的重復(fù)碼分析前導(dǎo)符號(hào)與數(shù)據(jù)符號(hào)之間的能量差異對(duì)分集性能的影響,確定了最優(yōu)的前導(dǎo)符號(hào)與數(shù)據(jù)符號(hào)的能量配比。文獻(xiàn)[10]則是將這種研究手段進(jìn)一步應(yīng)用到單輸入多輸出系統(tǒng)中,文章分析了信道估計(jì)誤差對(duì)系統(tǒng)性能的影響,然后利用分析結(jié)果對(duì)前導(dǎo)符號(hào)進(jìn)行設(shè)計(jì),盡可能減小信道估計(jì)誤差,提高分集增益。文獻(xiàn)[11]則是利用MMSE信道估計(jì)方案來減小信道估計(jì)誤差,減小該誤差對(duì)多普勒分集性能的影響。文獻(xiàn)[12]設(shè)計(jì)了一種針對(duì)快速時(shí)變衰落信道的迭代信道估計(jì)算法,利用該算法將迭代后的前導(dǎo)符號(hào)反饋給發(fā)射端,以便更加準(zhǔn)確地獲得信道狀態(tài)信息,但這無疑給業(yè)務(wù)的調(diào)度又帶來新的麻煩。綜上所述,時(shí)變信道下較低信噪比的多普勒分集技術(shù)研究很有必要。

    本文主要考慮磁懸浮應(yīng)用場(chǎng)景列車高速移動(dòng)與中低信噪比信道的特點(diǎn),對(duì)多普勒分集技術(shù)中的LS信道估計(jì)方案進(jìn)行改進(jìn),提高信道估計(jì)準(zhǔn)確度,并將最大比合并與均衡技術(shù)結(jié)合,提高多普勒分集系統(tǒng)性能,最后通過仿真分析驗(yàn)證了改進(jìn)方案的性能。

    1 系統(tǒng)模型

    1.1 信道模型

    考慮無主徑的多徑環(huán)境,無線時(shí)變信道的沖擊響應(yīng)可以表示為:

    (1)

    根據(jù)OFDM調(diào)制原理,一個(gè)包含有N個(gè)子載波的OFDM符號(hào)可以表示為[7]:

    (2)

    式中,di為第i個(gè)調(diào)制后的QPSK符號(hào),g(t)表示如下:

    (3)

    式中,T為一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間,Tg為循環(huán)前綴的持續(xù)時(shí)間,因此g(t)包含了一個(gè)含有循環(huán)前綴的完整OFDM符號(hào)。

    1.2 多普勒分集接收機(jī)結(jié)構(gòu)

    本文設(shè)計(jì)的OFDM系統(tǒng)多普勒分集接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖1所示。接收端首先去掉接收信號(hào)OFDM符號(hào)中的循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP),然后通過頻移處理得到接收信號(hào)在多個(gè)頻域的分集支路,通過FFT變換將各支路信號(hào)變換到頻域,利用信道估計(jì)的結(jié)果對(duì)每條支路上的對(duì)應(yīng)子載波進(jìn)行最大比合并(Maximal-Ratio-Combining,MRC)及頻域均衡,然后對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)與信道譯碼,最終輸出信號(hào)[13]。

    經(jīng)過時(shí)變信道后,在接收端去掉循環(huán)前綴的接收信號(hào)經(jīng)過采樣后可以表示為:

    (4)

    式中,Ts為采樣時(shí)間,為方便分析且不失一般性,將Ts設(shè)定為1,則一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間T可以通過T=N×Ts=N來計(jì)算得到。

    圖1 OFDM系統(tǒng)接收端多普勒分集結(jié)構(gòu)Fig.1 Doppler diversity structure at the receiving end of OFDM system

    去掉循環(huán)前綴后的信號(hào)經(jīng)過Q-1次頻移處理后得到頻移分別為fxq的Q個(gè)頻偏支路,可得到頻率偏移為fx的分集支路上第i個(gè)子載波的頻域信號(hào)X(fx,i):

    Xs(fx,i)+Xi(fx,i)+N(fx,i),

    (5)

    式中,Xs(fx,i)為頻率偏移為fx的分集支路第i個(gè)子載波上的有效信號(hào),Xi(fx,i)表示其他子載波對(duì)第i個(gè)子載波造成的干擾,N(fx,i)表示噪聲。下面對(duì)這3個(gè)組成部分進(jìn)行定義。

    其中,Xs(fx,i)表示為:

    (6)

    定義H(fx,i)為頻率偏移為fx的分集支路第i個(gè)子載波上的信道增益,且與Xs(fx,i)具有關(guān)系:Xs(fx,i)=H(fx,i)di,則其表示如下:

    (7)

    從式(7)可看出,H(fx,i) 由Np個(gè){fDp-fx}構(gòu)成的復(fù)指數(shù)分量線性組合而成,在接收端基帶處理過程中,該信道增益可由OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)求得。

    式(5)中,Xi(fx,i)表示為:

    (8)

    式(5)中,N(fx,i)表示為:

    (9)

    Xi(fx,i)與N(fx,i)均會(huì)對(duì)后續(xù)接收端處理過程造成不利影響,而N(fx,i)由信道決定,與接收端處理流程無關(guān),而Xi(fx,i)由該支路頻偏fx決定,因此在選取頻偏支路時(shí)需要考慮各支路之間的相互干擾。

    2 多普勒分集關(guān)鍵模塊與參數(shù)分析

    2.1 信道估計(jì)

    由以上分析可知在多普勒分集接收過程中要對(duì)每個(gè)子載波上的多徑時(shí)變信道增益H(fx,i)進(jìn)行信道估計(jì)?;谇皩?dǎo)序列的信道估計(jì)方案在復(fù)雜度與性能之間較好的平衡,因此被廣泛應(yīng)用。目前主流的基于前導(dǎo)序列的信道估計(jì)算法為最小二乘(Least Square,LS)信道估計(jì)算法,在高信噪比條件下,該算法可以較好地估計(jì)信道增益。但在中低信噪比條件下,LS算法受噪聲影響會(huì)產(chǎn)生較大偏差,降低多普勒分集性能,而磁懸浮列車應(yīng)用場(chǎng)景下,接收信噪比很難保證在15 dB以上,因此需對(duì)LS信道估計(jì)算法進(jìn)行改進(jìn)設(shè)計(jì)。本文將頻域信道估計(jì)的結(jié)果變換至?xí)r域,在時(shí)域?qū)烙?jì)結(jié)果進(jìn)行修正后將其變換回頻域,從而有效抑制噪聲及信道時(shí)變性對(duì)信道估計(jì)準(zhǔn)確性的影響。

    OFDM系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)如圖2所示。在一個(gè)或多個(gè)OFDM符號(hào)前添加一段已知前導(dǎo)序列,實(shí)現(xiàn)估計(jì)每個(gè)子載波上的信道增益,該序列長(zhǎng)度與一個(gè)OFDM符號(hào)的子載波數(shù)相同[14]。幀結(jié)構(gòu)中OFDM符號(hào)個(gè)數(shù)根據(jù)磁懸浮列車應(yīng)用場(chǎng)景下信道相干時(shí)間確定,每個(gè)OFDM符號(hào)中循環(huán)前綴長(zhǎng)度由信道相干帶寬確定。對(duì)傳統(tǒng)的頻域LS信道估計(jì)算法進(jìn)行優(yōu)化,使得系統(tǒng)可在磁懸浮場(chǎng)景下獲得更好的性能。

    圖2 基于前導(dǎo)序列的信道估計(jì)方案下OFDM幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)Fig.2 Structure design of OFDM frame in channel estimation scheme based on leading sequence

    考慮到列車最大行駛速度為600 km/h,系統(tǒng)工作中心頻率為600 MHz,可知信道相干時(shí)間約為3 ms,而系統(tǒng)采樣率為11.2 MSample/s,因此每個(gè)幀最多可采樣3 360個(gè)采樣值。每個(gè)OFDM符號(hào)包括循環(huán)前綴及數(shù)據(jù)共有294個(gè)采樣值,因此每個(gè)物理幀最多可包含11個(gè)OFDM符號(hào),已知的前導(dǎo)序列占其中一個(gè),即每個(gè)幀中包含1段已知序列以及10個(gè)OFDM符號(hào)。而相干帶寬的大小取決于信道多徑時(shí)延,只要循環(huán)前綴的長(zhǎng)度不小于最大多徑時(shí)延即可,具體參數(shù)見仿真結(jié)果。

    傳統(tǒng)基于前導(dǎo)序列的頻域LS信道估計(jì)方案中,每個(gè)OFDM符號(hào)可視為N個(gè)并行單載波系統(tǒng),每個(gè)單載波系統(tǒng)同時(shí)受到乘性干擾和加性高斯噪聲的影響。每個(gè)OFDM符號(hào)的頻域表示式為:

    Y(k)=H(k)X(k)+N(k)k=0,1…,N-1,

    (10)

    式中,H(k)為第k個(gè)子載波的信道增益。X(k)在信道估計(jì)時(shí)可視為前導(dǎo)序列,用于估計(jì)每個(gè)子載波上的信道增益;在均衡時(shí)視為攜帶未知數(shù)據(jù)的OFDM符號(hào)。N(k)為第k個(gè)子載波經(jīng)過信道時(shí)疊加的高斯白噪聲,其實(shí)部與虛部相互獨(dú)立,且均服從均值為0的高斯分布。令傳統(tǒng)LS信道估計(jì)得到的頻域信道響應(yīng)估計(jì)值為HLS(k),有:

    (11)

    利用該方法可估計(jì)每個(gè)子載波上的信道增益H(fx,i),當(dāng)信噪比較高時(shí),此算法的性能較為理想,但當(dāng)信噪比低于15 dB時(shí),傳統(tǒng)LS估計(jì)產(chǎn)生的偏差會(huì)對(duì)最大比合并以及均衡的性能造成影響。本文將頻域LS信道估計(jì)后的信道響應(yīng)通過IDFT轉(zhuǎn)換于時(shí)域,根據(jù)閾值將增益較小的點(diǎn)置零,再將時(shí)域信道估計(jì)結(jié)果通過DFT匹配濾波變換至頻域,通過時(shí)域修正降低高斯噪聲帶來的影響,且不增加后續(xù)最大比合并以及均衡的復(fù)雜度。信道估計(jì)算法流程如圖3所示。

    圖3 基于時(shí)域修正的LS頻域信道估計(jì)算法流程Fig.3 Algorithm flow of LS frequency - domain channel estimation based on time - domain correction

    (12)

    (13)

    式中,Α為判決門限,文中將其設(shè)為未修正的每個(gè)子載波上的時(shí)域信道增益的平均值,其表示為:

    (14)

    (15)

    對(duì)每個(gè)分集支路上的OFDM符號(hào),分別利用此信道估計(jì)算法便可以得到頻率偏移為fx的分集支路第i個(gè)子載波上的信道增益H(fx,i),進(jìn)而為最大比合并權(quán)值選取以及均衡系數(shù)的選取提供參考。

    2.2 最大比合并及均衡

    傳統(tǒng)多普勒分集方案中未考慮均衡過程,僅通過估計(jì)出的信道增益補(bǔ)償各支路信號(hào)然后做最大比合并。但在磁懸浮列車應(yīng)用場(chǎng)景中多普勒擴(kuò)展導(dǎo)致的載波間(ICI)干擾對(duì)OFDM系統(tǒng)影響較大,為減少載波間干擾,本文設(shè)計(jì)的多普勒分集方案中引入了均衡模塊。

    最大比合并后第i個(gè)子載波上的信號(hào)YMRC(i)表示為:

    (16)

    當(dāng)接收信號(hào)有效信號(hào)功率與干擾功率比值(SIR)較大時(shí),干擾項(xiàng)I(i)可以忽略不計(jì),此時(shí)可用迫零均衡,則第i個(gè)子載波頻域均衡系數(shù)為:

    (17)

    式中,

    (18)

    則經(jīng)過頻域均衡后第i個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)為:

    (19)

    當(dāng)接收信號(hào)SIR較小時(shí),需要考慮干擾項(xiàng)I(i),可采用MMSE方法對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡,此時(shí)第i個(gè)子載波頻域均衡系數(shù)為:

    (20)

    式中,PI/PS為干擾功率與信號(hào)功率的比值,其計(jì)算方法見式(21)和式(22)??紤]到循環(huán)前綴的引入可以有效減少符號(hào)間干擾與載波間干擾,本文采用迫零均衡方法。

    2.3 支路頻偏參數(shù)選取

    在確定各支路頻偏fx的大小時(shí)需要考慮兩方面因素:當(dāng)頻偏逐漸增大時(shí),有效信號(hào)的功率逐漸減小,而干擾功率逐漸增大,若選取頻偏過大,導(dǎo)致有效信號(hào)被嚴(yán)重干擾,則會(huì)導(dǎo)致接收錯(cuò)誤;但當(dāng)支路頻偏過小時(shí),各頻偏支路的之間仍然存在較大的相關(guān)性,無法獲得有效的分集增益。二者均會(huì)對(duì)多普勒分集的最終結(jié)果造成不利影響,因此需要選擇合適的支路頻偏參數(shù)[15]。

    由式(6)和式(7)可知,頻移為fx的頻偏支路第i個(gè)子載波上有效信號(hào)功率PS(fx,i)可以表示為:

    (21)

    由式(9)可知,頻移為fx的頻偏支路上第i個(gè)子載波上干擾信號(hào)功率PI(fx,i)可以表示為:

    (22)

    由式(21)和式(22)可以得出SIR與FDT間的曲線圖如圖4所示,從圖中可以看出,當(dāng)fxT在0~0.5之間時(shí),隨著歸一化支路頻偏fx的增大,有效信號(hào)功率逐漸減小,而干擾功率逐漸增加;當(dāng)fxT取值為0.75或0.8時(shí),SIR隨著FDT增大而增大,這說明在多普勒頻移逐漸增大時(shí),該頻偏支路性能逐漸變好。

    圖4 SIR與FDT關(guān)系曲線圖Fig.4 Graph of relation between SIR andFDT

    信號(hào)間的相關(guān)性可以由兩路信號(hào)間的相關(guān)系數(shù)衡量,兩路信號(hào)間有效信號(hào)完全相同,因此不相關(guān)性取決于兩路信號(hào)上的干擾信號(hào),因此可以利用信號(hào)間干擾信號(hào)功率相關(guān)系數(shù)來衡量?jī)陕沸盘?hào)間的相關(guān)性。根據(jù)相關(guān)系數(shù)的定義,頻偏分別為fx1及fx2的兩條支路干擾信號(hào)功率相關(guān)系數(shù)的絕對(duì)值為:

    (23)

    由式(23)可求得當(dāng)fxT接近0.8時(shí),頻偏支路間的相關(guān)性最小。圖5為不同最大多普勒頻偏下,誤碼率與支路頻偏之間的關(guān)系,可以看到當(dāng)fxT處于0.75~0.85之間時(shí)誤碼率性能最佳。

    圖5 BER與fxT曲線圖Fig.5 Graph of BER andfxT

    3 仿真結(jié)果

    仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。

    表1 仿真參數(shù)設(shè)置
    Tab.1 Simulation parameter setting

    系統(tǒng)參數(shù)取值系統(tǒng)采樣率11.2 MSample/s系統(tǒng)帶寬10 MHz多徑數(shù)(Np)6最大多徑時(shí)延(τmax)32多徑時(shí)延(τp)均勻分布,(i.i.d),0<τp<τmax多普勒頻偏(fDp)均勻分布,(i.i.d),-FD

    3.1 多普勒分集對(duì)系統(tǒng)接收性能的影響

    當(dāng)信噪比為15 dB時(shí),采用多普勒分集的OFDM系統(tǒng)與無多普勒分集OFDM系統(tǒng)誤碼率性能如圖6所示。當(dāng)信道中最大歸一化多普勒頻偏較小時(shí)(FDT<0.25),多普勒分集系統(tǒng)的性能并沒有明顯的改善。但隨著FDT的增長(zhǎng),多普勒分集系統(tǒng)的優(yōu)勢(shì)逐漸體現(xiàn)出來,相同信道最大歸一化多普勒頻偏下其誤碼率明顯低于傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)。當(dāng)FDT>0.5時(shí),多普勒分集系統(tǒng)的誤碼率相比于傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)下降一個(gè)數(shù)量級(jí)。這意味著通信雙方相對(duì)移動(dòng)速度越快,多普勒分集可以得到越高的分集增益。因此本文設(shè)計(jì)的多普勒分集技術(shù)可以顯著提升高速磁懸浮應(yīng)用場(chǎng)景下OFDM系統(tǒng)的性能。

    圖6 15 dB信噪比下系統(tǒng)誤碼性能Fig.6 System error performance under 15 dB SNR

    3.2 時(shí)域修正信道估計(jì)算法對(duì)多普勒分集接收性能的影響

    當(dāng)信道中最大歸一化多普勒頻偏FD=0.75/T時(shí),采用時(shí)域修正LS信道估計(jì)算法的多普勒分集系統(tǒng)與采用傳統(tǒng)LS信道估計(jì)算法的多普勒分集系統(tǒng)誤碼性能如圖7所示,在中低信噪比條件下,采用時(shí)域修正信道估計(jì)算法的多普勒分集系統(tǒng)誤碼性能明顯要優(yōu)于采用傳統(tǒng)LS信道估計(jì)算法的多普勒系統(tǒng)。在信噪比低于16 dB時(shí),本文設(shè)計(jì)的多普勒分集系統(tǒng)平均可以獲得約0.8 dB的增益。

    圖7 FDT=0.75時(shí)誤碼性能Fig.7 System error performance when FDT=0.75

    4 結(jié)束語

    本文針對(duì)磁懸浮場(chǎng)景下高速移動(dòng)與中低信噪比的環(huán)境特點(diǎn),對(duì)傳統(tǒng)多普勒分集系統(tǒng)進(jìn)行優(yōu)化,針對(duì)中低信噪比場(chǎng)景下系統(tǒng)性能受到信道估計(jì)準(zhǔn)確性制約的問題,對(duì)LS信道估計(jì)算法進(jìn)行優(yōu)化,并將均衡技術(shù)加入到多普勒分集接收過程與最大比合并結(jié)合起來,使系統(tǒng)達(dá)到良好的誤碼性能。通過仿真證明本文設(shè)計(jì)的基于OFDM系統(tǒng)的多普勒分集接收技術(shù)相比于傳統(tǒng)多普勒分集技術(shù)在信噪比低于16 dB時(shí)高約0.8 dB的分集增益,且相比于傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)對(duì)于磁懸浮環(huán)境有更好的適應(yīng)性。

    猜你喜歡
    支路頻域載波
    基于限流可行方案邊界集的最優(yōu)支路投切
    能源工程(2020年6期)2021-01-26 00:55:22
    頻域稀疏毫米波人體安檢成像處理和快速成像稀疏陣列設(shè)計(jì)
    多支路兩跳PF協(xié)作系統(tǒng)的誤碼性能
    利用支路參數(shù)的狀態(tài)估計(jì)法辨識(shí)拓?fù)溴e(cuò)誤
    基于改進(jìn)Radon-Wigner變換的目標(biāo)和拖曳式誘餌頻域分離
    應(yīng)急廣播系統(tǒng)中副載波的構(gòu)建與應(yīng)用
    一種基于頻域的QPSK窄帶干擾抑制算法
    基于頻域伸縮的改進(jìn)DFT算法
    多并聯(lián)支路型可控電抗器短路電抗對(duì)支路電抗和電流的影響
    低壓載波通訊測(cè)試儀的開發(fā)與應(yīng)用
    国产成人免费无遮挡视频| 中国美女看黄片| 在线观看舔阴道视频| 亚洲精品国产区一区二| 欧美 亚洲 国产 日韩一| 黑人操中国人逼视频| 制服人妻中文乱码| 91精品国产国语对白视频| 高清欧美精品videossex| 变态另类成人亚洲欧美熟女 | 黄色成人免费大全| 久久精品91蜜桃| 日本黄色视频三级网站网址| 91九色精品人成在线观看| 9191精品国产免费久久| 久久精品人人爽人人爽视色| av欧美777| 国产精品日韩av在线免费观看 | 日韩大码丰满熟妇| 桃红色精品国产亚洲av| 69av精品久久久久久| 久久久久久大精品| 亚洲欧美日韩高清在线视频| 国产成人精品在线电影| 亚洲中文av在线| 少妇被粗大的猛进出69影院| 丁香欧美五月| 午夜免费观看网址| 日韩三级视频一区二区三区| 91成年电影在线观看| 18禁美女被吸乳视频| 麻豆国产av国片精品| 很黄的视频免费| 人妻久久中文字幕网| 精品福利永久在线观看| 波多野结衣高清无吗| 日韩中文字幕欧美一区二区| 日韩国内少妇激情av| 老熟妇仑乱视频hdxx| 国产精品香港三级国产av潘金莲| 亚洲精品粉嫩美女一区| 老鸭窝网址在线观看| e午夜精品久久久久久久| 最新美女视频免费是黄的| 中文字幕高清在线视频| 国产无遮挡羞羞视频在线观看| 亚洲 国产 在线| 99热只有精品国产| 99国产精品一区二区蜜桃av| x7x7x7水蜜桃| 黄色丝袜av网址大全| 日韩大尺度精品在线看网址 | 久久中文字幕一级| 欧美乱色亚洲激情| 国产成+人综合+亚洲专区| 激情在线观看视频在线高清| 欧美日本亚洲视频在线播放| 亚洲成人国产一区在线观看| 黑丝袜美女国产一区| 青草久久国产| 欧美中文日本在线观看视频| 免费在线观看日本一区| 热99国产精品久久久久久7| 国产熟女xx| 在线观看66精品国产| 人人妻,人人澡人人爽秒播| 国产精品一区二区三区四区久久 | 夜夜爽天天搞| 久久亚洲真实| 国产伦人伦偷精品视频| 18禁国产床啪视频网站| 国产精品国产av在线观看| 欧美激情 高清一区二区三区| 国产免费av片在线观看野外av| 国产精品爽爽va在线观看网站 | 成人永久免费在线观看视频| 精品福利观看| 最新美女视频免费是黄的| 国产欧美日韩综合在线一区二区| 美女 人体艺术 gogo| 欧美中文日本在线观看视频| 国产99久久九九免费精品| 亚洲国产精品合色在线| 午夜视频精品福利| 一区福利在线观看| 长腿黑丝高跟| 在线观看午夜福利视频| 精品国产一区二区久久| 高潮久久久久久久久久久不卡| 手机成人av网站| 伊人久久大香线蕉亚洲五| 午夜免费观看网址| 最近最新中文字幕大全免费视频| 精品一区二区三区四区五区乱码| 久久国产精品人妻蜜桃| 岛国在线观看网站| 亚洲少妇的诱惑av| 欧美日本中文国产一区发布| 香蕉丝袜av| 天堂影院成人在线观看| 夫妻午夜视频| 亚洲中文日韩欧美视频| 亚洲三区欧美一区| 国产男靠女视频免费网站| 久久精品aⅴ一区二区三区四区| 国产一区二区三区在线臀色熟女 | 丰满迷人的少妇在线观看| 两性午夜刺激爽爽歪歪视频在线观看 | 美女高潮喷水抽搐中文字幕| 午夜福利,免费看| 国内毛片毛片毛片毛片毛片| 最近最新中文字幕大全电影3 | 久久欧美精品欧美久久欧美| 一区二区日韩欧美中文字幕| 国产精品一区二区三区四区久久 | 国产一区二区三区在线臀色熟女 | 国产成人欧美| 一级a爱片免费观看的视频| 人人妻人人爽人人添夜夜欢视频| 亚洲美女黄片视频| 少妇被粗大的猛进出69影院| 日本免费a在线| 国产区一区二久久| 高潮久久久久久久久久久不卡| 亚洲中文字幕日韩| 深夜精品福利| 夜夜爽天天搞| 黄色丝袜av网址大全| 国产精品一区二区精品视频观看| 精品人妻在线不人妻| 国产成人精品无人区| 色综合欧美亚洲国产小说| 久久久久久久久中文| 国产视频一区二区在线看| 久久久久久人人人人人| 亚洲精品一二三| 精品国产一区二区三区四区第35| 久久热在线av| a级毛片黄视频| 啦啦啦免费观看视频1| 久久人妻福利社区极品人妻图片| 欧美乱妇无乱码| 中出人妻视频一区二区| 成人精品一区二区免费| 国产精品综合久久久久久久免费 | 国产精品久久久久成人av| 亚洲专区中文字幕在线| 欧美激情 高清一区二区三区| 高清毛片免费观看视频网站 | 欧美日韩精品网址| 国产亚洲精品第一综合不卡| 长腿黑丝高跟| 91国产中文字幕| 欧美中文日本在线观看视频| 午夜久久久在线观看| 日韩大尺度精品在线看网址 | 中文字幕精品免费在线观看视频| 纯流量卡能插随身wifi吗| 欧美日本中文国产一区发布| 亚洲五月婷婷丁香| 午夜久久久在线观看| 日韩免费高清中文字幕av| 女同久久另类99精品国产91| 国产精品 欧美亚洲| 久久久国产成人精品二区 | 亚洲欧洲精品一区二区精品久久久| 国产1区2区3区精品| 亚洲欧美精品综合一区二区三区| 亚洲国产毛片av蜜桃av| 日韩三级视频一区二区三区| 男女下面插进去视频免费观看| 青草久久国产| 黑人欧美特级aaaaaa片| 水蜜桃什么品种好| 他把我摸到了高潮在线观看| 亚洲一码二码三码区别大吗| 国产成人欧美在线观看| 伦理电影免费视频| 一区二区三区国产精品乱码| 国产精品综合久久久久久久免费 | 又黄又爽又免费观看的视频| 亚洲全国av大片| 亚洲精品美女久久久久99蜜臀| av福利片在线| 久久人人爽av亚洲精品天堂| 亚洲精品国产区一区二| 亚洲激情在线av| 高清黄色对白视频在线免费看| 操美女的视频在线观看| 在线观看免费高清a一片| 国产深夜福利视频在线观看| 婷婷六月久久综合丁香| 亚洲黑人精品在线| 操美女的视频在线观看| 天堂影院成人在线观看| 国产精品国产av在线观看| 久久狼人影院| 成年人免费黄色播放视频| 人成视频在线观看免费观看| 精品日产1卡2卡| 一区二区三区国产精品乱码| 12—13女人毛片做爰片一| 99久久久亚洲精品蜜臀av| 精品一区二区三卡| 岛国视频午夜一区免费看| 国产成人影院久久av| 成人影院久久| 亚洲欧美精品综合一区二区三区| 在线观看一区二区三区| 长腿黑丝高跟| 中文亚洲av片在线观看爽| 一区福利在线观看| 亚洲精华国产精华精| 黄频高清免费视频| 国产成人av教育| 精品日产1卡2卡| 一本综合久久免费| 亚洲欧美一区二区三区黑人| 午夜福利免费观看在线| 麻豆av在线久日| 久久人人爽av亚洲精品天堂| 亚洲熟妇熟女久久| 十八禁网站免费在线| 国产极品粉嫩免费观看在线| 亚洲va日本ⅴa欧美va伊人久久| 91成人精品电影| 亚洲国产看品久久| 女生性感内裤真人,穿戴方法视频| 国产成人精品无人区| 视频区图区小说| 久久精品亚洲熟妇少妇任你| 日韩精品免费视频一区二区三区| 黑丝袜美女国产一区| 国产色视频综合| 久久人妻熟女aⅴ| 久久精品成人免费网站| 久久午夜亚洲精品久久| 欧美丝袜亚洲另类 | 国产精华一区二区三区| 涩涩av久久男人的天堂| 国产精品免费一区二区三区在线| 丝袜人妻中文字幕| 精品熟女少妇八av免费久了| 亚洲专区字幕在线| 男女做爰动态图高潮gif福利片 | 身体一侧抽搐| 国产一卡二卡三卡精品| 91成年电影在线观看| 男人的好看免费观看在线视频 | 色婷婷久久久亚洲欧美| 婷婷精品国产亚洲av在线| 久久香蕉国产精品| www.www免费av| 久久久国产成人精品二区 | 黑丝袜美女国产一区| 亚洲欧美激情综合另类| 久久精品亚洲熟妇少妇任你| 18禁国产床啪视频网站| tocl精华| 丝袜美足系列| 在线av久久热| 99久久精品国产亚洲精品| 亚洲片人在线观看| 人成视频在线观看免费观看| 日本三级黄在线观看| 女同久久另类99精品国产91| 丰满的人妻完整版| 午夜福利在线观看吧| 狂野欧美激情性xxxx| av国产精品久久久久影院| 精品国产超薄肉色丝袜足j| 国产欧美日韩一区二区三| 麻豆国产av国片精品| 亚洲av片天天在线观看| 亚洲自拍偷在线| 免费搜索国产男女视频| 亚洲情色 制服丝袜| 亚洲 国产 在线| 一夜夜www| 欧美一级毛片孕妇| 在线观看免费高清a一片| 亚洲人成网站在线播放欧美日韩| 国产精品偷伦视频观看了| 香蕉国产在线看| 国产av一区在线观看免费| 久久久久九九精品影院| 精品无人区乱码1区二区| 91在线观看av| 自线自在国产av| 亚洲男人天堂网一区| 日本撒尿小便嘘嘘汇集6| 国产精品1区2区在线观看.| 88av欧美| 久久久久久亚洲精品国产蜜桃av| 亚洲精品在线美女| 91成年电影在线观看| 少妇的丰满在线观看| 亚洲人成网站在线播放欧美日韩| 欧美黑人欧美精品刺激| 国产成人av教育| 少妇 在线观看| 国产黄a三级三级三级人| 99久久综合精品五月天人人| 老司机在亚洲福利影院| 丰满的人妻完整版| 99久久国产精品久久久| 亚洲在线自拍视频| 免费在线观看视频国产中文字幕亚洲| 嫩草影视91久久| 国产成人精品在线电影| 波多野结衣一区麻豆| 亚洲欧美一区二区三区久久| 搡老岳熟女国产| 亚洲人成电影观看| 淫妇啪啪啪对白视频| 久久国产乱子伦精品免费另类| 最近最新免费中文字幕在线| 一级毛片精品| 99久久人妻综合| 叶爱在线成人免费视频播放| 99久久综合精品五月天人人| 国产av在哪里看| 一进一出抽搐动态| 999精品在线视频| 国产精品偷伦视频观看了| 9热在线视频观看99| 天堂动漫精品| 精品午夜福利视频在线观看一区| 变态另类成人亚洲欧美熟女 | 成人亚洲精品av一区二区 | 欧美不卡视频在线免费观看 | 欧美黑人欧美精品刺激| 91麻豆av在线| 成人国产一区最新在线观看| 99国产精品一区二区蜜桃av| 中出人妻视频一区二区| 水蜜桃什么品种好| 91麻豆精品激情在线观看国产 | 9热在线视频观看99| 欧美午夜高清在线| 两人在一起打扑克的视频| 一区二区三区激情视频| 日韩三级视频一区二区三区| 两人在一起打扑克的视频| 午夜激情av网站| 亚洲av成人av| 精品日产1卡2卡| 久久久久久人人人人人| 免费搜索国产男女视频| 男男h啪啪无遮挡| 午夜福利欧美成人| 亚洲一码二码三码区别大吗| 少妇的丰满在线观看| 国产精品亚洲一级av第二区| 在线观看免费视频网站a站| 91在线观看av| 成人av一区二区三区在线看| 一个人免费在线观看的高清视频| 午夜久久久在线观看| 麻豆成人av在线观看| 亚洲av美国av| 少妇的丰满在线观看| 精品电影一区二区在线| 天堂中文最新版在线下载| 熟女少妇亚洲综合色aaa.| 丝袜在线中文字幕| 久久99一区二区三区| 最近最新中文字幕大全电影3 | 91成人精品电影| 在线观看免费午夜福利视频| ponron亚洲| 亚洲人成电影免费在线| av天堂在线播放| 两人在一起打扑克的视频| 男女午夜视频在线观看| 欧美黄色淫秽网站| 久久狼人影院| 中文字幕最新亚洲高清| 亚洲精品美女久久久久99蜜臀| 日韩大尺度精品在线看网址 | 免费在线观看黄色视频的| 三上悠亚av全集在线观看| 欧美日韩视频精品一区| 12—13女人毛片做爰片一| 免费搜索国产男女视频| 免费日韩欧美在线观看| 亚洲精品粉嫩美女一区| 人成视频在线观看免费观看| 99精品在免费线老司机午夜| 9热在线视频观看99| 中文字幕高清在线视频| 国产一区二区三区视频了| 在线看a的网站| av天堂久久9| 三上悠亚av全集在线观看| 1024视频免费在线观看| 黄色怎么调成土黄色| 在线观看一区二区三区激情| 在线观看免费午夜福利视频| 动漫黄色视频在线观看| 在线看a的网站| 成年女人毛片免费观看观看9| 级片在线观看| 国产男靠女视频免费网站| 在线观看免费日韩欧美大片| 日韩国内少妇激情av| 丁香欧美五月| 亚洲男人的天堂狠狠| 精品人妻在线不人妻| 亚洲男人的天堂狠狠| 免费av毛片视频| 正在播放国产对白刺激| 人人妻人人爽人人添夜夜欢视频| 免费观看精品视频网站| 国产成人精品在线电影| www日本在线高清视频| 91av网站免费观看| av免费在线观看网站| 超色免费av| 久久久久久免费高清国产稀缺| 如日韩欧美国产精品一区二区三区| 久久香蕉精品热| 男人操女人黄网站| 久久香蕉激情| 不卡av一区二区三区| 免费人成视频x8x8入口观看| 亚洲专区国产一区二区| 国产av又大| 99久久久亚洲精品蜜臀av| 国产精品美女特级片免费视频播放器 | 国产日韩一区二区三区精品不卡| 亚洲精品美女久久久久99蜜臀| 免费一级毛片在线播放高清视频 | 热99re8久久精品国产| 波多野结衣高清无吗| 国产单亲对白刺激| 精品国产美女av久久久久小说| 黄色a级毛片大全视频| 亚洲av日韩精品久久久久久密| 日韩免费高清中文字幕av| 久久人妻福利社区极品人妻图片| 色婷婷久久久亚洲欧美| 一区二区三区精品91| 精品电影一区二区在线| 老司机午夜福利在线观看视频| 午夜免费成人在线视频| 午夜久久久在线观看| 欧美黄色片欧美黄色片| 国产亚洲精品综合一区在线观看 | 久久精品亚洲精品国产色婷小说| 成在线人永久免费视频| 欧美日韩av久久| 久久精品亚洲av国产电影网| 波多野结衣高清无吗| 精品欧美一区二区三区在线| 在线永久观看黄色视频| 久久国产亚洲av麻豆专区| 欧美日韩乱码在线| 97人妻天天添夜夜摸| 日韩高清综合在线| 亚洲 国产 在线| 久久草成人影院| 巨乳人妻的诱惑在线观看| 亚洲国产中文字幕在线视频| 免费在线观看完整版高清| 麻豆一二三区av精品| 日本免费a在线| 亚洲av五月六月丁香网| 亚洲aⅴ乱码一区二区在线播放 | 女人精品久久久久毛片| av视频免费观看在线观看| 人人妻人人添人人爽欧美一区卜| av在线天堂中文字幕 | 免费女性裸体啪啪无遮挡网站| 91在线观看av| av在线天堂中文字幕 | 在线观看一区二区三区| 十八禁网站免费在线| 国产人伦9x9x在线观看| 国产精品久久久久成人av| 国产精品av久久久久免费| 国产激情久久老熟女| 亚洲成人精品中文字幕电影 | 亚洲伊人色综图| e午夜精品久久久久久久| 成人国产一区最新在线观看| 在线观看免费日韩欧美大片| 一二三四在线观看免费中文在| 亚洲av第一区精品v没综合| 精品国产乱子伦一区二区三区| 少妇被粗大的猛进出69影院| 日韩欧美在线二视频| 亚洲自拍偷在线| 在线av久久热| 国产av在哪里看| 国产精品秋霞免费鲁丝片| 97碰自拍视频| 69精品国产乱码久久久| 久久久久久免费高清国产稀缺| 亚洲五月婷婷丁香| 丰满饥渴人妻一区二区三| 久久性视频一级片| 变态另类成人亚洲欧美熟女 | 免费在线观看黄色视频的| 国产精品综合久久久久久久免费 | 国产精品久久视频播放| 一二三四在线观看免费中文在| 中亚洲国语对白在线视频| 亚洲欧美激情综合另类| 999精品在线视频| 欧美人与性动交α欧美精品济南到| 麻豆久久精品国产亚洲av | 12—13女人毛片做爰片一| 欧美人与性动交α欧美精品济南到| 亚洲国产欧美日韩在线播放| 亚洲人成电影免费在线| 欧美+亚洲+日韩+国产| 波多野结衣一区麻豆| 国产欧美日韩一区二区三区在线| 国产极品粉嫩免费观看在线| 亚洲av成人不卡在线观看播放网| 99久久精品国产亚洲精品| 亚洲欧美日韩无卡精品| 老司机福利观看| 久久精品aⅴ一区二区三区四区| www.熟女人妻精品国产| 亚洲,欧美精品.| 国产精品一区二区免费欧美| 国产欧美日韩精品亚洲av| 久久 成人 亚洲| 国产精品日韩av在线免费观看 | 九色亚洲精品在线播放| 国产黄色免费在线视频| 热re99久久精品国产66热6| 视频在线观看一区二区三区| 欧美日韩av久久| 国产精品久久久久久人妻精品电影| 国产精品国产高清国产av| 99国产综合亚洲精品| 久久精品亚洲精品国产色婷小说| 欧美在线一区亚洲| 在线观看免费视频日本深夜| 成人手机av| 12—13女人毛片做爰片一| 人人妻人人澡人人看| 一区二区三区激情视频| 久9热在线精品视频| 免费看a级黄色片| 久久热在线av| а√天堂www在线а√下载| 久久婷婷成人综合色麻豆| 老司机福利观看| 女生性感内裤真人,穿戴方法视频| 老司机在亚洲福利影院| 久99久视频精品免费| 欧美日韩亚洲高清精品| 国产精品 欧美亚洲| 久久久精品欧美日韩精品| 亚洲三区欧美一区| 久久草成人影院| 亚洲熟妇熟女久久| 国产精品99久久99久久久不卡| 精品一区二区三区四区五区乱码| 1024香蕉在线观看| 超碰成人久久| 操出白浆在线播放| 国产精品久久久av美女十八| 可以在线观看毛片的网站| 亚洲七黄色美女视频| 18禁观看日本| 国产高清国产精品国产三级| 免费女性裸体啪啪无遮挡网站| 亚洲成人久久性| √禁漫天堂资源中文www| 欧美激情极品国产一区二区三区| 亚洲精品一卡2卡三卡4卡5卡| 日本撒尿小便嘘嘘汇集6| 美女高潮喷水抽搐中文字幕| 又黄又爽又免费观看的视频| 精品熟女少妇八av免费久了| 他把我摸到了高潮在线观看| 欧美人与性动交α欧美软件| 欧美日韩福利视频一区二区| av在线播放免费不卡| 亚洲av片天天在线观看| 久久久久九九精品影院| 久久国产乱子伦精品免费另类| 国产99久久九九免费精品| 亚洲五月天丁香| 日本五十路高清| 搡老熟女国产l中国老女人| 亚洲人成电影观看| 欧美在线黄色| 精品卡一卡二卡四卡免费| 欧美成狂野欧美在线观看| av欧美777| 精品卡一卡二卡四卡免费| 成年人黄色毛片网站| av欧美777| 好看av亚洲va欧美ⅴa在| 69精品国产乱码久久久| 免费av毛片视频| 亚洲va日本ⅴa欧美va伊人久久| 18禁黄网站禁片午夜丰满| 久久中文看片网| 亚洲一区中文字幕在线| 日韩一卡2卡3卡4卡2021年| 十八禁网站免费在线| 久热爱精品视频在线9| 很黄的视频免费| 长腿黑丝高跟| 亚洲五月色婷婷综合| 首页视频小说图片口味搜索| 欧美日本中文国产一区发布| 亚洲精品成人av观看孕妇|