基于充放電原理的小電容測量電路的設(shè)計

陳莉

（陜西國防工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院陜西西安710302）

隨著現(xiàn)代半導(dǎo)體行業(yè)的迅速發(fā)展，電容的制作工藝以及性能指標(biāo)越來越精密。目前檢測精度在微位移領(lǐng)域已達(dá)到納米級，電容電量的變化一方面是由微小位移量的變化產(chǎn)生的。因此，由納米級位移變化已經(jīng)引起了電容的變化在fF量級[1]，寄生電容干擾在pF。故寄生電容對電容測量的影響是一個急需解決的問題。目前，電容測量技術(shù)均在大的噪聲信號干擾下。當(dāng)干擾信號存在時，顯然測量得到的電容值會嚴(yán)重受到影響。

目前電容的測量不僅面臨著信號的各種干擾問題，由于精密檢測電容的微小變化過程是一個瞬態(tài)變化過程，這就要求測量電路具有較高的采樣率。目前，對微小電容測量電路的采樣率要求在100 kHz左右[2]。因此，需要具有更高采樣率的測量電容電路。傳統(tǒng)的微弱電容測量電路能夠達(dá)到的采樣率在50 kHz，且采樣率越高帶來的噪聲就越大[3]，不利于目前微弱電容的測量。通過對上述弊端的認(rèn)知，本文著手設(shè)計了充放電原理的小電容測量電路。

1 PS021微小電容測量電路

目前電容測量電路的最高采樣率可達(dá)50 kHz，其以基于PS021[4]的小電容測量電路為代表，如圖1所示。其中內(nèi)部虛線框出的模塊，電容檢測芯片PS021、傳感器電容、標(biāo)準(zhǔn)電容3個模塊是信號調(diào)理電路的實現(xiàn)模塊[5]。其的工作原理為傳感器電容經(jīng)過測量得到電容信號，電容信號和基準(zhǔn)電容值相比，得到換算之后的放電時間比，并轉(zhuǎn)換為24位的數(shù)字信號[6]。基于單片機(jī)的數(shù)據(jù)存儲電路通過SPI總線接口控制電容檢測芯片PS021將轉(zhuǎn)換成為24位數(shù)字信號量存入到MSP430單片機(jī)內(nèi)[7]，進(jìn)行數(shù)字信號的采集。當(dāng)采集完數(shù)字信號之后通過USB接口傳送到計算機(jī)，并由計算機(jī)對采集的數(shù)字信號進(jìn)行相應(yīng)的處理。本文在借鑒該電路設(shè)計的思路基礎(chǔ)上，克服信號調(diào)理電路模塊所不能達(dá)到的采樣率問題，采用充放電原理的信號調(diào)理電路代替PS021電容檢測電路[8]。

圖1 基于PS021的小電容測量電路原理框圖

2 充放電小電容測量電路

2.1 測量電路原理

如圖2所示該文中測量電路實現(xiàn)原理框圖。該原理的實現(xiàn)借助于上文圖1的工作原理[9]，原理上基本不變，而改變的僅是信號調(diào)理模塊。圖2中實現(xiàn)的充放電小電容測量電路中信號調(diào)理模塊是基于充放電原理的，這是為了改善理論上測量電路不能達(dá)到的采樣率問題[10]。而不同于傳統(tǒng)的基于檢測芯片的信號調(diào)理電路而設(shè)計，整體上可分為4個模塊組成，在原理圖中清晰可見[11]。兩者的工作原理類似，不同之處在于基于PS021電容檢測芯片的調(diào)理電路是由集成芯片來完成對信號的調(diào)理過程[12]。而基于充放電原理的小電容測量電路信號調(diào)理電路的組成是由分立的元器件[13]搭建而成的，其噪聲比較小。

圖2 基于充放電原理的小電容測量電路原理圖

2.2 信號調(diào)理電路

如圖3所示為，本文改進(jìn)傳統(tǒng)基于檢測芯片的電容測量中信號調(diào)理部分的基礎(chǔ)部件搭建原理圖。該電路部分的輸出為，電容信號轉(zhuǎn)換之后的電壓交變信號。該圖中有兩個恒流源[14]，該恒流源的主要作用是給測量電容C1和C2進(jìn)行充電[15]，充電的時間分別為9μs和1μs。圖4所示為充放電的時序圖。

圖3 信號調(diào)理電路

圖4 充放電時序圖

2.3 恒流源電路

如圖5所示為基于充放電的小電容測量電路中的核心，恒流源電路設(shè)計。該電路性能的優(yōu)劣直接決定著整個系統(tǒng)的測量精度及穩(wěn)定性[18]，該恒流源電路搭建根據(jù)模電和數(shù)電基礎(chǔ)知識，其中主要有運(yùn)放電路、電阻、放大器作為電路主要實現(xiàn)器件[16]。將要測量的電容作為負(fù)載電路，負(fù)載電容在電路中進(jìn)行充放電，其頻率達(dá)到100 kHz[19]。

3 電路測試

圖5 恒流源電路

根據(jù)圖2基于充放電原理的小電容測量電路原理圖，設(shè)計出電路硬件電路。表1為該硬件電路中各個模塊主要器件的工作狀態(tài)統(tǒng)計，其中主要包括開關(guān)、信號調(diào)理模塊、電源管理[17]模塊、8 MHz晶振的工作狀態(tài)。表2所示為運(yùn)算放大器、電源管理器、8 MHz晶振、MSP430單片機(jī)的型號以及功耗狀況表，經(jīng)過測試發(fā)現(xiàn)所有模塊總功耗為8.5 mA。

表1 主要器件的工作狀態(tài)

表2 主要器件的功耗

如圖6所示為采用20 MHz的示波器，利用測量電路對輸入信號進(jìn)行的測量波形圖。經(jīng)過示波器測量結(jié)果發(fā)現(xiàn)基于充放電的小電容測量電路的采樣率達(dá)100 kHz，功率損耗為8.5 mA。由此驗證了，該測量電路高采樣率和低功耗的測量優(yōu)勢。

如圖7所示為100 kHz鋸齒波的幅度和頻率特性譜線圖，將幅頻和頻率的值轉(zhuǎn)換成表3所示的表結(jié)構(gòu)值發(fā)現(xiàn)除了在100 kHz處的基波分量外，還存在多處的諧波分量，通過表3可計算出反誤差變換的放大器頻率響應(yīng)要在5 MHz。

圖6 測試波形

圖7 100 kHz鋸齒波的幅頻譜

表3 鋸齒波的幅頻譜

圖8 保留30次諧波的反變換誤差

圖9 保留50次諧波的反變換波形在一個周期的誤差

圖10 保留50次諧波的反變換波形

如圖8，9，10所示為保留不同次諧波的反變換波形及保留50次諧波的誤差，從該三幅圖中可以看到當(dāng)恒流源輸出為在5 MHz以上的帶寬時，才能得到比較理想的據(jù)此波，此時的誤差才能小于+10-12V。

4 誤差分析

如圖11所示為恒流源2個OPA301串聯(lián)后反變換誤差展開圖，該誤差的來源主要是用恒流源作為激勵信號時測量電路帶來的誤差，由該展開圖可以計算出該電路在任何采樣時間內(nèi)的誤差計算結(jié)果，以該圖中的測試結(jié)果為基礎(chǔ)，可以計算出當(dāng)采樣時間在9μs左右時的反變換誤差為

圖11 恒流源2個OPA301串聯(lián)后反變換誤差展開圖

文中誤差的來源還有一部分就是孔徑抖動誤差，孔徑抖動誤差的定義是理論采樣值點和實際采樣值點的時間抖動誤差，該誤差的產(chǎn)生是在ADC的采樣和保持之間存在著不確定性誤差的過程產(chǎn)生的，該誤差嚴(yán)重影響ADC的精度，尤其是當(dāng)輸入信號頻率越高時，對ADC的精度影響越明顯，如圖12所示即為孔徑抖動誤差的示意圖。

圖12 孔徑抖動誤差

5 結(jié)束語

文中在分析現(xiàn)有的基于小電容檢測芯片PS021為主的信號調(diào)理電路存著的高功耗、低采樣率等弊端，提出了采用基于高采樣率、高精度、高穩(wěn)定性的信號調(diào)理電路實現(xiàn)傳統(tǒng)測量電路中的信號調(diào)理電路部分。通過對調(diào)理電路的改善，使得電容測量電路達(dá)到了高采樣率、高精度以及高穩(wěn)定性。最后通過實際測量該電路的電容值再經(jīng)過示波器觀察發(fā)現(xiàn)，該測量電路的采樣率達(dá)100 kHz，功耗在8.5 mA，達(dá)到了預(yù)期的實際目標(biāo)。從而滿足了目前眾多電容對采樣率的測試需求，其在未來有廣闊的發(fā)展前景。