聲表面波微力傳感器信號處理電路的設(shè)計與仿真*

李濟同,李媛媛*,盧文科(.上海工程技術(shù)大學電子電氣工程學院,上海 060;.東華大學信息科學與技術(shù)學院,上海 060)

聲表面波(簡稱SAW)最初在18世紀50年代地震波的研究中被發(fā)現(xiàn),直到20世紀60年代,隨著對SAW性質(zhì)的熟知和環(huán)境因素對其影響特性研究的進展[1],SAW微力傳感器的研究漸漸得到發(fā)展。這是一種結(jié)合了聲表面波技術(shù)、薄膜技術(shù)以及電子技術(shù)的新型傳感器[2],它通過敏感元件感應(yīng)微力,根據(jù)敏感元件頻率的改變實現(xiàn)對微力的測量[3],具有準數(shù)字輸出、微型化、可無線無源化、多參數(shù)敏感性、結(jié)構(gòu)工藝性好等特性[4]。

隨著SAW微力傳感器應(yīng)用領(lǐng)域不斷拓展,測量環(huán)境日趨復雜[5],信號處理電路的研究顯得尤為重要。SAW微力傳感器的檢測通常基于對SAW相位、頻率、幅值等參數(shù)變化的檢測來完成[6],因此振蕩電路的設(shè)計也是核心環(huán)節(jié)。2002年,Jason D S[7]提出采用DDS和PLL技術(shù)對SAW傳感器輸出信號進行檢測。2004年,辛長宇[8]對DDS技術(shù)提出改進。2005年,Rasol A H[9]提出模擬與數(shù)字結(jié)合的方法的設(shè)計方案。2007年,張亦[10]研究了改進的皮爾斯振蕩器對SAW傳感器信號進行處理。2011年,康迤[11]設(shè)計一種基于多條耦合器的SAW振蕩電路;Nordin A N[12]提出高頻CMOS-SAW振蕩器改善插入損耗和相位斜率。

通過前期的研究對比發(fā)現(xiàn),信號處理電路性能的提升可以通過振蕩電路的設(shè)計以及檢測方案的優(yōu)化實現(xiàn)。本文采用混頻檢測法,設(shè)計兩路新型SAW振蕩電路,將參考振蕩電路和檢測振蕩電路產(chǎn)生的信號送入混頻電路求出頻差[13]從而實現(xiàn)對微力的檢測。在混頻檢測法的電路優(yōu)化問題中,振蕩電路的靈敏度、噪聲干擾抑制、高頻穩(wěn)定性;濾波電路的增益平穩(wěn)度、衰減帶下降速度也是研究的重點。

1 信號處理電路原理及方案

1.1 信號處理電路原理

SAW微力傳感器的中心頻率是信號處理電路設(shè)計所必須的核心參數(shù),一般情況下,叉指換能器(簡稱IDT)結(jié)構(gòu)和SAW在傳感器基片上的傳播速度共同決定傳感器的中心頻率[14],對于本文采用的延遲線型SAW微力傳感器,對輸入IDT施加一定頻率的電信號,通過逆壓電效應(yīng),傳感器基片表面產(chǎn)生SAW,SAW經(jīng)延遲線傳播至輸出IDT,最后通過壓電效應(yīng)轉(zhuǎn)換為電信號。

SAW的波長由IDT中叉指的寬度和相鄰叉指的間距共同決定[15],表達式為:λ=2(a+b),若SAW在基片材料上的傳播速度為Vs,能夠得到延遲線型SAW微力傳感器的中心頻率:

f0=Vs/(a+b)

(1)

微力傳感器中SAW的傳播特性會受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,例如,環(huán)境中溫度的變化、對基片材料施加微力等等,SAW的傳播速度或者幅度、相位則會產(chǎn)生相應(yīng)的變化。所以需要在SAW微力傳感器的基礎(chǔ)之上設(shè)計信號處理電路對SAW速度或幅度變化的頻率進行讀取,并對干擾信號進行處理。

通常情況下,設(shè)SAW器件的介電常數(shù)為ε,環(huán)境溫度為t,壓強為p,基片表面密度為m(m/g2),電導率為σ,彈性參數(shù)為c(N/m2),根據(jù)表面擾動理論的內(nèi)容,SAW的傳播速度:

Vs=v(m,ε,σ,c,t,p)

(2)

式(2)兩邊求導后除以Vs可得:

(3)

SAW振蕩電路頻率與傳播速度的關(guān)系:

Δf/f0=ΔVs/Vs=

(4)

根據(jù)式(4)得到振蕩頻率的變化量,且可以計算被測參數(shù)的值。

1.2 信號處理電路方案選擇

微力傳感器中SAW的相位、頻率、幅度等特性會受到基片材料物理特性以及外界敏感參數(shù)的影響,通常情況下可以通過對上述特性變化的檢測進而實現(xiàn)對敏感參數(shù)的檢測[16]?；祛l法的原理基于頻率檢測,基于兩路傳感器及參數(shù)一致的SAW振蕩電路構(gòu)成,整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 信號處理電路整體結(jié)構(gòu)圖

如圖1所示,振蕩電路作為信號處理電路的信號源,結(jié)構(gòu)上采用檢測和參考振蕩電路組成雙通道,前者檢測待測微力,后者用作參考,兩個通道輸出信號的表達式:

V1=A1cos(ω1t+φ1)

(5)

V2=A2cos(ω2t+φ2)

(6)

式(5)、式(6)中:A1、A2為輸出信號幅值;ω1、ω2為輸出信號角頻率;φ1、φ2為輸出信號初始相位。

信號變換電路由混頻、濾波和整形電路組成:信號V1和V2通過混頻電路后輸出信號V3,表達式:

V3=V1×V2=A1A2cos(ω1t+φ1)cos(ω2t+φ2)

(7)

根據(jù)三角變換公式,式(7)可表示為:

(8)

由式(8)可以看出混頻后信號包含ω1+ω2和ω1-ω2的頻率信號,需通過低通濾波電路濾除和頻ω1+ω2,僅保留差頻ω1-ω2信號V4,表達式:

V4=Acos[(ω1-ω2)t]

(9)

式中:A為低通濾波電路輸出信號的幅值。

信號V4到邏輯電平V5的轉(zhuǎn)換由整形電路完成?；祛l檢測法中,假設(shè)溫度等外界因素對基片材料的物理特性產(chǎn)生影響及系統(tǒng)噪聲信號引起的干擾導致振蕩電路產(chǎn)生的頻率變化量為Δω,由于兩路振蕩電路傳感器及參數(shù)一致,因此Δω相同,此時,低通濾波電路輸出信號表達式為:

V4o=Acos{[(ω1+Δω)-(ω2+Δω)]t}

=Acos[(ω1-ω2)t]

(10)

由式(10)可以看出:經(jīng)混頻電路處理后,輸出差頻仍為ω1-ω2信號V4,兩路Δω被抵消,補償干擾帶來的誤差,改善靈敏度和檢測精度。

2 聲表面波振蕩電路

2.1 振蕩電路基本原理

振蕩電路包括晶體管放大器A和反饋網(wǎng)絡(luò)F,如圖2所示。接通有源器件瞬間的電子噪聲首先經(jīng)過放大器放大,然后由反饋選頻網(wǎng)絡(luò)選出固定頻率,反饋到輸入端,建立初始振蕩[17]。隨著振蕩幅度不斷加大,有源器件產(chǎn)生非線性限制,以形成穩(wěn)定振蕩。

圖2 SAW振蕩電路結(jié)構(gòu)圖

同時,振蕩電路正常工作必須滿足:

幅值條件:

Ga=Ls+Lp+Lm

(11)

相位條件:

φs+φa+φp=2nπ

(12)

式(11)、式(12)中:Ga為放大器增益,Ls為SAW器件插入損耗,Lp為選頻網(wǎng)絡(luò)插入損耗,Lm為其他部分插入損耗。φs為振蕩器相移,φa為放大器相移,φp為選頻網(wǎng)絡(luò)相移。

2.2 SAW微力傳感器選型

如圖5所示SAW微力傳感器部分測試結(jié)果,根據(jù)上述中心頻率與靈敏度關(guān)系的分析,本文選取中心頻率為49.8 MHZ的延遲線型SAW微力傳感器設(shè)計振蕩電路。

圖3 延遲線型SAW微力傳感器

圖4 網(wǎng)絡(luò)分析儀連接

圖5 傳感器測試結(jié)果

2.3 SAW振蕩電路性能分析

當振蕩電路的諧振頻率與SAW微力傳感器的中心頻率相等時,晶體阻抗最小,近似短路,此時電路滿足相位與振幅條件,選頻網(wǎng)絡(luò)發(fā)生諧振。因此根據(jù)SAW微力傳感器的中心頻率設(shè)計振蕩頻率為49.8 MHz的振蕩電路,原理圖如6所示。

圖6 SAW振蕩電路原理圖

振蕩電路的正常起振通過晶體管的諧振放大實現(xiàn)。對于理想的振蕩電路,其輸出信號:

V0=A0cos(ω0t)

(13)

式中:ω0=2πf0為振蕩頻率,但在實際工作環(huán)境中振蕩電路易受到噪聲影響,輸出:

V0=A(t)cos[ω0t+φ(t)]

(14)

式中:A(t)為調(diào)幅噪聲,φ(t)為相位噪聲,通過式(14)得到實際輸出頻率:

(15)

式(15)表明隨機的相位變化將引起輸出信號頻率的變化,可得振蕩電路的噪聲主要是由隨機相位的變化而產(chǎn)生的。而對相位噪聲的定量分析非常復雜,不但涉及半導體器件的內(nèi)容,還與采用的分析模型有關(guān),因此具體設(shè)計中,選取低噪聲的2N1711晶體管降低相位噪聲。

圖3所示中,R1=15 kΩ、R2=5.1 Ω為基極偏置電阻,R3=100 Ω為控制增益,R4=100 Ω為負載。選頻工作由C1、C2、L1完成,其中諧振頻率根據(jù)SAW傳感器的中心頻率確定,計算公式:

瀝青路面坑槽破損部分經(jīng)過開槽成型后，其坑槽壁面與坑底表面石料直接裸露在空氣中，若直接填入冷補料，將導致冷補料與舊路面材料之間黏結(jié)力不足，從而形成壁面縫隙，影響修補路面的抗水損害能力[4]。因此，坑槽在開挖與清掃結(jié)束后應(yīng)噴灑適量的改性乳化瀝青作為黏結(jié)層，以提高新舊料界面的黏結(jié)力。

(16)

然而由于三極管極間電容的存在,且電壓源、環(huán)境溫度等外界因素會使得高頻域內(nèi)振蕩頻率的穩(wěn)定性受到影響[19],增大測量誤差。為降低這種影響,選頻用電容的取值要盡可能大于極間電容的值。但根據(jù)SAW振蕩電路Leeson相位噪聲模型:

(17)

式中:QL為有載品質(zhì)因數(shù),f0為傳感器中心頻率,fs為頻率偏移量,S1(fs)、S0(fs)分別為、輸入、輸出相位噪聲的功率譜密度?？芍袷庮l率一定時,若電容值取得過大,那么對應(yīng)的電感值會變得很小,可能導致該級別電感市場上可選值過少,加上查閱資料得到晶體管2N1711的最大輸出電容為25 pF,并結(jié)合式(18)得出C1=100 pF,C2=100 pF,L1=1 μH。

3 信號變換電路

低通濾波電路基于Ⅱ型切比雪夫濾波器設(shè)計,由于需要通過的信號主要集中在500 kHz以下,所以選用具有高增益帶寬的LM6172放大器,其噪聲低、轉(zhuǎn)換速率高、失真率低的特點符合設(shè)計需求。濾波電路原理圖如圖7所示。

圖7 濾波電路原理圖

如圖7所示采用兩級二階濾波器級聯(lián)設(shè)計完成。以圖5中U1A為例,集成運算放大器與R10、R11組成壓控電壓源,其中運放為同向輸入,在運算放大器輸出端到同相輸入端通過R11引入負反饋,輸入阻抗高,輸出阻抗低,且性能穩(wěn)定,增益易調(diào)節(jié)。其中電阻R9=R12=320 Ω,R10=R11=1 kΩ,電容C6=C8=1.2 nF,U1B中元件參數(shù)同理。對濾波電路使用示波器進行測量,測得濾波電路幅頻特性,圖8所示。

圖8 濾波電路幅頻特性

由圖8可見,低通濾波電路通頻帶內(nèi)信號的增益平穩(wěn),基本沒有紋波,且在輸入信號頻率達到截止頻率時,濾波器的衰減帶下降較快,能夠?qū)⑴c截止頻率相近的信號濾掉,大大減小對后面電路的影響。

整形電路采用LM393芯片組成的電壓比較器實現(xiàn),設(shè)置閾值22 mV,根據(jù)分壓原理可得R13=1 kΩ,R14=250 kΩ,R21=4.7 kΩ為上拉電阻,整形電路原理圖如圖9所示。

圖9 整形電路原理圖

4 信號處理電路仿真與分析

系統(tǒng)整體電路圖如圖10所示,兩路振蕩電路輸出端分別接混頻器的兩個輸入,濾波電路的輸入端接混頻電路的輸出端,由整形電路接收濾波電路的輸出信號,至此,完成SAW微力傳感器信號調(diào)理電路的搭建。

圖10 整體電路圖

圖11 振蕩電路輸出信號

通過Multisim軟件對信號處理電路進行仿真,使用示波器對各模塊電路分別進行測試后再對整體電路進行測試。如圖11～圖14所示分別為振蕩電路、混頻器、濾波電路和整體電路輸出信號仿真波形圖。

圖12 混頻器輸出信號

圖13 濾波電路輸出信號

圖14 整體電路輸出信號

由圖11可見,振蕩電路輸出信號的頻率穩(wěn)定度較高,雖然與SAW微力傳感器的中心頻率存在微小差異,但主要關(guān)注參數(shù)為兩路振蕩電路混頻后的信號,所以誤差可以忽略;圖12表明混頻后穩(wěn)定輸出中頻信號,但由于信號中高頻噪聲干擾的存在,需要低通濾波電路濾除高頻噪聲,圖13中顯示信號經(jīng)濾波電路輸出后達到理想的效果,最后在整個電路搭建完成后對其進行仿真得到穩(wěn)定輸出的邏輯電平信號如圖14,且電壓幅值為5 V,滿足一般處理器識別的需求。

5 結(jié)束語

本文在SAW微力傳感器的基礎(chǔ)之上,設(shè)計信號處理電路?；赟AW微力傳感器搭建振蕩電路,解決了SAW振蕩電路在高頻穩(wěn)定性、噪聲抑制以及靈敏度等方面問題;選取混頻檢測法為測量方案,穩(wěn)定輸出中頻信號,實現(xiàn)將兩路SAW振蕩電路的差頻信號作為待測信號、克服了因單路SAW振蕩電路輸出的高頻信號導致測頻困難的問題;設(shè)計具有平穩(wěn)增益、衰減帶下降快的濾波電路濾除高頻噪聲干擾,并搭建整形電路保證輸出信號可供一般處理器識別,從而在實際中更容易對敏感參數(shù)進行測量。加上在高頻穩(wěn)定性、靈敏度等方面的優(yōu)勢,對SAW微力傳感器的發(fā)展、應(yīng)用領(lǐng)域的開拓有著一定的幫助。