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    面向5G通信的高效率非對(duì)稱Doherty功率放大器

    2018-07-05 11:27:08魏茂剛周峻民陳文華
    無線電通信技術(shù) 2018年4期
    關(guān)鍵詞:信號(hào)

    魏茂剛,周峻民,陳文華

    ( 1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第二十九研究所,四川 成都 610036;2.清華大學(xué) 電子工程系,北京 100084 )

    0 引言

    近年來,通信行業(yè)的快速發(fā)展對(duì)無線通信速率提出了更高的要求,作為通信收發(fā)系統(tǒng)重要組成部分的射頻功率放大器,它的性能很大程度上影響了無線通信速率。因此,高效率、大功率的高性能功放將更加迎合目前通信基站發(fā)展的需求。在工信部最新頒布的關(guān)于第五代移動(dòng)通信系統(tǒng)工作頻段相關(guān)事宜的通知中,S波段所涵蓋的3.4~3.6 GHz將成為第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)通信的主要工作頻段之一[1]。

    在目前的無線通信技術(shù)中,為滿足高頻譜利用率的要求,信號(hào)的峰均比被不斷提高,對(duì)功率放大器的回退區(qū)效率也提出了更高的要求[2]。

    Doherty功率放大器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單和較高的回退區(qū)效率而被設(shè)計(jì)者所青睞[3-4],因此,在即將到來的5G通信系統(tǒng)中,該架構(gòu)仍將是收發(fā)末端射頻功率放大器的首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。另外,由于傳統(tǒng)的Doherty功率放大器主功放后端高阻抗變換比的1/4波長(zhǎng)阻抗變換線限制了功放的帶寬擴(kuò)展[5-6],因此在本研究中,將其移除并提出改進(jìn)式的輸出合路網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。與傳統(tǒng)的對(duì)稱Doherty功率放大器不同,非對(duì)稱Doherty功率放大器的主功放和輔功放采用非對(duì)稱的匹配結(jié)構(gòu),主輔功放的飽和輸出功率不一致,實(shí)現(xiàn)優(yōu)于傳統(tǒng)6 dB的高回退量,以適應(yīng)高信號(hào)峰均比的需求[7-9]。

    與GaAs、SiGe材料相比,GaN器件具有更高的熱導(dǎo)率和電子漂移飽和速度、更強(qiáng)的抗輻射能力、更高的擊穿電壓[10],這些優(yōu)勢(shì)使其在小型化無線通信系統(tǒng)基站、衛(wèi)星通信和固態(tài)雷達(dá)發(fā)射系統(tǒng)等方面具有廣闊市場(chǎng)。

    本文介紹了Doherty功放設(shè)計(jì)所采用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu),并具體分析了該網(wǎng)絡(luò)寬帶和高效率設(shè)計(jì)的原理和設(shè)計(jì)思路。接著,基于Cree公司型號(hào)為CGHV40030的GaN晶體管,結(jié)合先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(Advanced Design System)ADS的仿真結(jié)果進(jìn)行精確設(shè)計(jì)。最后,對(duì)加工后的功放進(jìn)行連續(xù)波信號(hào)和LTE調(diào)制信號(hào)測(cè)試,以驗(yàn)證Doherty功放寬帶高效率設(shè)計(jì)方法的可行性。

    1 電路設(shè)計(jì)

    Doherty功率放大器由主功放和輔功放組成。如圖1(a)所示,在傳統(tǒng)的Doherty架構(gòu)中,其輸出合路網(wǎng)絡(luò)由1/4波長(zhǎng)阻抗變換線和主輔功放的相位延遲線組成,同時(shí),輸出合路網(wǎng)絡(luò)的后端網(wǎng)絡(luò)通過1/4波長(zhǎng)阻抗變換線將合路點(diǎn)阻抗匹配至標(biāo)準(zhǔn)的50 Ω。針對(duì)引言中所提到的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)存在的弊端,提出了圖1(b)所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),整體電路主要由輸入功分器、輸入寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)、輸出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)、偏置網(wǎng)絡(luò)、改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)、諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)組成。相比于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu),改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)移除了1/4波長(zhǎng)阻抗變換線,并通過選取合適的主輔功放的合路點(diǎn)阻抗,實(shí)現(xiàn)了優(yōu)于傳統(tǒng)6 dB的高回退量,同時(shí)提高了工作帶寬。諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)取代了傳統(tǒng)的1/4波長(zhǎng)阻抗變換線,引入諧波匹配,提高了功率放大器的整體效率。本文基于上述的改進(jìn)Doherty結(jié)構(gòu),采用對(duì)稱的GaN管芯實(shí)現(xiàn)了非對(duì)稱高效率寬帶Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)。

    圖1 Doherty功放原理圖

    1.1 寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)

    功率放大器的輸出功率和效率等性能主要取決于輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。主功放和輔功放的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)均采用二階低通濾波的寬帶結(jié)構(gòu)以及高Q值的隔直電容,如圖2(a)所示,ZH1和ZH2是特征阻抗值較大的微帶線,ZL1和ZL2是特征阻抗值較小的微帶線,兩者間隔分布構(gòu)成低通濾波寬帶結(jié)構(gòu);相應(yīng)的,如圖2(b)所示,輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)采用漸變式阻抗匹配網(wǎng)絡(luò),微帶線的特征阻抗值Z1、Z2、Z3、Z4依次漸變減少(或增加),構(gòu)成漸變寬帶網(wǎng)絡(luò)。輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)所采用的這兩種寬帶匹配方式僅應(yīng)用于基波匹配,諧波抑制通過后匹配完成。

    圖2 主輔功放輸入及輸出寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)

    匹配時(shí),為了保證整個(gè)頻段內(nèi)的功放性能,一般選取中心頻點(diǎn)3.5 GHz處的輸入輸出最優(yōu)阻抗作為基波匹配的阻抗。通過ADS負(fù)載牽引得知,其相應(yīng)的最優(yōu)源阻抗和負(fù)載阻抗分別為(2.75-j*10) Ω和(6.8+j*4.4) Ω。值得注意的是,進(jìn)行輸入輸出匹配設(shè)計(jì)時(shí),在完成阻抗變換的前提下,應(yīng)使匹配微帶線(包含晶體管封裝所帶來的寄生參數(shù))的傳輸相位盡量限制在90°以內(nèi),使匹配結(jié)構(gòu)盡可能地簡(jiǎn)單,這樣能夠一定程度上減少匹配網(wǎng)絡(luò)的路徑損耗,提高功放效率,增大功放的匹配帶寬[11-12]。

    1.2 偏置網(wǎng)絡(luò)

    偏置電路為功率放大器提供穩(wěn)定的靜態(tài)工作點(diǎn),提供晶體管正常工作時(shí)的饋電電壓和靜態(tài)電流。偏置電路有兩個(gè)主要的設(shè)計(jì)目標(biāo):第一,防止電源干擾信號(hào)進(jìn)入射頻通路,濾除電源噪聲;第二,防止射頻信號(hào)從偏置電路泄露而降低功放的整體效率,同時(shí)不影響電源性能,保證偏置電壓的穩(wěn)定。如圖2所示,輸入輸出的偏置網(wǎng)絡(luò)由電長(zhǎng)度為1/4波長(zhǎng)終端短路微帶線和射頻電容組成,既提供二次諧波射頻信號(hào)的短路地,同時(shí)作為基頻信號(hào)匹配的一部分。

    1.3 改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)

    如圖1所示,與傳統(tǒng)的DPA拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比,本文所采用的Doherty改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)移除了1/4波長(zhǎng)阻抗變換線,主輔功放僅分別采用一段相位延遲線。假設(shè)主功放和輔功放的飽和輸出電流分別為IM和IA,α表示IA/IM,并且設(shè)定主輔功放晶體管的漏極饋電電壓都是一致的(50 V),則α也是輔功放與主功放的飽和輸出功率之比。RL是晶體管的最佳負(fù)載阻抗。ZM和ZA分別是主功放和輔功放的合路點(diǎn)負(fù)載阻抗。PM,sat和PM,low分別是主功放在飽和點(diǎn)和回退點(diǎn)的輸出功率。PA,sat是輔功放在飽和點(diǎn)的輸出功率。根據(jù)Doherty拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的負(fù)載調(diào)制原理,可以得到如下方程。

    α=IA/IM,

    (1)

    β=PM,sat/PM,low,

    (2)

    Pout,sat=PM,sat+PA,sat=PM,sat(1+α),

    (3)

    OBO=10lgβ+10lg(1+α),

    (4)

    (5)

    (6)

    在本文,Doherty功放按照整體7.5 dB的回退量以及主功放3.5 dB回退量進(jìn)行設(shè)計(jì)。式(4)中10lgβ表示主功放的回退量,根據(jù)式(1)~式(6),再通過確定合適的合路點(diǎn)阻抗Zload,就能夠確定主輔飽和輸出功率比和主輔功放的飽和負(fù)載阻抗,經(jīng)過計(jì)算可以得到Zload=25Ω,α=1.51,β=2.24,ZM=62.75Ω,ZA=41.56 Ω。確定所有參數(shù)之后,進(jìn)行輸出合路點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。圖3是用ADS仿真得到的ZM和ZA隨著輸出功率的仿真變化曲線,由圖可知,當(dāng)Doherty功放工作在低功率回退區(qū)時(shí)(@Low),輔功放尚未開啟,ZA大于150 Ω,可近似為無窮大,輔路合路點(diǎn)可看成開路狀態(tài);當(dāng)Doherty功放工作在高功率飽和區(qū)時(shí)(@PEP),ZA逐漸降低至(1+1/α)RL;相應(yīng)的,ZM隨著輸入功率的增大從RL變化到(1+1/α)RL。

    圖3 主輔功放合路點(diǎn)阻抗隨輸出功率的變化曲線

    1.4 諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)

    傳統(tǒng)的Doherty架構(gòu)中,合路點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)后端是1/4波長(zhǎng)的阻抗變換線,將合路點(diǎn)阻抗匹配至50 Ω。為更好地抑制諧波能量的消耗,提高功率放大器的效率,本文在輸出合路網(wǎng)絡(luò)之后引進(jìn)諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)。如圖4所示,諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)由三次諧波抑制網(wǎng)絡(luò)、二次諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和隔直電容組成[13]。TL2是電長(zhǎng)度為1/12波長(zhǎng)的終端開路微帶線,其對(duì)三次諧波而言為1/4波長(zhǎng)阻抗變換線,C節(jié)點(diǎn)為開路點(diǎn),經(jīng)過阻抗變換可知,B節(jié)點(diǎn)為三次諧波的短路點(diǎn);同理再經(jīng)過TL1的阻抗變換,從A節(jié)點(diǎn)看,三次的輸入阻抗為無窮大,由此實(shí)現(xiàn)對(duì)三次諧波的抑制。TL4是電長(zhǎng)度為1/8波長(zhǎng)的終端開路微帶線,其對(duì)二次諧波而言為1/4波長(zhǎng)阻抗變換線,E節(jié)點(diǎn)為開路點(diǎn),經(jīng)過阻抗變換可知,D節(jié)點(diǎn)為二次諧波的短路點(diǎn),實(shí)現(xiàn)對(duì)二次諧波的短路抑制。諧波后端匹配網(wǎng)絡(luò)除了實(shí)現(xiàn)諧波的有效抑制之外,還需要完成阻抗變換功能。因此,在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,對(duì)TL3和TL5等微帶線尺寸進(jìn)行整體優(yōu)化,以實(shí)現(xiàn)合路點(diǎn)阻抗Zload到50 Ω的阻抗變換。性能良好的諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)能夠有效地減少高次諧波的能量,提高功放的整體效率。

    圖4 諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)

    2 電路測(cè)試

    為驗(yàn)證上述Doherty功放設(shè)計(jì)方法的可行性,筆者采用Taconic RF-35tc 的基板材料(介電常數(shù)εr=3.5,基板高度Hsub=30 mil),對(duì)所設(shè)計(jì)的非對(duì)稱高效率Doherty放大器進(jìn)行加工,選取CGHV40030作為主輔功放的功率管,并使其分別偏置在AB類和C類狀態(tài),即主功放晶體管柵極偏置在-2.82 V(90 mA),輔功放柵極偏置為-6.08 V,漏極電壓均為50 V。Doherty功率放大器實(shí)物如圖5所示。

    圖5 DPA實(shí)物圖

    2.1 連續(xù)波信號(hào)測(cè)試

    對(duì)所加工的功放進(jìn)行測(cè)試,以驗(yàn)證實(shí)際功放的小信號(hào)和大信號(hào)特性。小信號(hào)模式下,對(duì)連續(xù)波信號(hào)進(jìn)行頻率掃描;大信號(hào)模式下,對(duì)功放進(jìn)行連續(xù)波輸入功率掃描。如圖6和圖7所示,在3.4~3.6 GHz頻帶內(nèi),DPA的小信號(hào)的增益為14.9~16.1 dB,且增益動(dòng)態(tài)范圍不超過0.6 dB;大信號(hào)測(cè)試條件下,在3.5 GHz處,DPA有48.7 dBm的飽和輸出功率,最大功率附加效率(PAE)有67.2%,在7.5 dB回退處,功放的PAE有50.2%。在3.4~3.6 GHz頻帶內(nèi),DPA有大于48.3 dBm的飽和輸出功率,同時(shí)保持55.7%~68.5%的飽和點(diǎn)PAE,以及48.1%~51%的7.5 dB回退點(diǎn)效率。

    另外,在3.5 GHz處,對(duì)ADS的功放仿真結(jié)果和實(shí)測(cè)結(jié)果進(jìn)行了比較,如圖8所示,功放的仿真結(jié)果跟實(shí)測(cè)結(jié)果相近,Doherty功放的小信號(hào)增益實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真結(jié)果小了近2 dB,但隨著輸入功率增大,實(shí)測(cè)增益壓縮度更小,顯示出更好的線性度,在回退量7.5 dB處,仍有14.9 dB的增益(僅壓縮1.2 dB);對(duì)PAE而言,由于增益壓縮減少,回退區(qū)的PAE實(shí)測(cè)結(jié)果明顯優(yōu)于仿真結(jié)果。

    圖6 增益和PAE隨輸出功率變化曲線

    圖7 輸出功率隨輸入功率的變化曲線

    圖8 仿真與實(shí)測(cè)下增益和效率隨輸出功率變化曲線(3.5 GHz)

    2.2 LTE調(diào)制信號(hào)測(cè)試

    LTE調(diào)制信號(hào)的測(cè)試結(jié)果更貼近于實(shí)際的基站通信情況。測(cè)試時(shí),采用1載波(20 MHz)的LTE信號(hào)。選取中心頻點(diǎn)3.5 GHz和41 dBm輸出功率(7.5 dB的飽和回退點(diǎn))處進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。圖9是Doherty在不采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)(DPD)和采用DPD線性化技術(shù)的功率譜密度對(duì)比圖[14-15]。做預(yù)失真前,其鄰信道功率比(ACPR)為-23.5 dBc,經(jīng)過校正,ACPR提升至-51 dBc,獲得了較好的線性度。經(jīng)計(jì)算,在41 dBm輸出功率處,所設(shè)計(jì)的非對(duì)稱DPA,漏極效率為52.5%,最大飽和附加效率為50.2%。

    圖9 DPD前后功率譜密度對(duì)比圖

    3 結(jié)束語(yǔ)

    基于寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置網(wǎng)絡(luò)、改進(jìn)式輸出合路網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)了一款針對(duì)5G通信基站的3.4 GHz~3.6 GHz高效率非對(duì)稱的Doherty功率放大器,在該頻段內(nèi),實(shí)現(xiàn)了大于48.3 dBm的飽和輸出功率,飽和點(diǎn)PAE高于55.7%,7.5 dB回退效率優(yōu)于48.1%。同目前DPA采用的設(shè)計(jì)方法相比,本文引進(jìn)了寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)和諧波后匹配的高效率設(shè)計(jì)方法,并實(shí)現(xiàn)了7.5 dB回退區(qū)內(nèi)的高效率,大大提高了功放的工作效率,所設(shè)計(jì)的DPA在5G基站通信中具有廣闊的應(yīng)用前景。

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