一種基于電荷保持的MOSFET低損驅(qū)動電路

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建 福州 310027)

1 引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，功率半導體器件的工作頻率越來越高，功率半導體的驅(qū)動損耗已經(jīng)成為不可忽略的部分。降低電力電子功率變換器中功率半導體的驅(qū)動損耗可以有效提高電力電子功率變換器的效率和功率密度。對于MOSFET而言，傳統(tǒng)的電壓型柵極驅(qū)動電路在開關(guān)頻率大于1MHz時，其驅(qū)動損耗顯著增加，由于傳統(tǒng)電壓型柵極驅(qū)動電路通過RC回路充放電，驅(qū)動速度也受到限制。

為了解決傳統(tǒng)功率MOSFET管電壓型柵極驅(qū)動電路的問題，近年來國內(nèi)外研究發(fā)展了多種新型驅(qū)動電路[1-5]。諧振驅(qū)動即是其中一種。諧振驅(qū)動電路利用諧振對功率MOSFET管的柵極電容進行充放電，回收功率管導通時儲存在柵極電容中的能量，驅(qū)動效率高，驅(qū)動速度快 。目前，國內(nèi)外研究人員已經(jīng)提出了多種諧振驅(qū)動電路[6-10]，總體可分為電感電流連續(xù)和電感 電流不連續(xù)兩種類型。這兩種類型有自的優(yōu)點，但是也都存在局限性?，F(xiàn)有MOSFET管驅(qū)動技術(shù)可以分為單管驅(qū)動電路和雙管驅(qū)動電路兩大類。單管諧振門極驅(qū)動電路只能驅(qū)動一個功率MOSFET管；電路抗干擾性差，可能被誤導通或關(guān)斷。雙功率管諧振門極驅(qū)動電路所需器件多，結(jié)構(gòu)復雜。

本文提出一種基于電荷保持的MOSFET驅(qū)動電路。該驅(qū)動電路由變壓器原邊H橋及副邊次級驅(qū)動電路構(gòu)成；原邊H橋由四個MOSFET組成，副邊次級驅(qū)動電路由兩個MOSFET及一雙向開關(guān)管組成。該驅(qū)動電路驅(qū)動損耗低、即可驅(qū)動雙管也可以驅(qū)動單管并且能實現(xiàn)隔離驅(qū)動。

2 電路拓撲與工作原理

2.1 電路拓撲

傳統(tǒng)的功率MOSFET管驅(qū)動電路如圖1所示。它的驅(qū)動損耗包括功率MOSFET管的柵極電荷引起的損耗Pcap,2個驅(qū)動MOSFET管的柵極電荷引起的損耗Pdr_sm和2個驅(qū)動MOSFET管的等效輸出電容引起的損耗Psw_sm，即

Pcap=QgUcfs

(1)

Pdr_sm=2Qg_smUdrfs

(2)

(3)

式中：Qg為功率管的柵極電容充電至UC時的總電荷；fs為開關(guān)頻率；Qg_sm為驅(qū)動管的柵極電容充電至Udr的總電荷；Coss_sm為驅(qū)動管等效輸出電容。

本文提出的一種基于電荷保持的MOSFET驅(qū)動電路如圖2所示。該驅(qū)動電路由變壓器原邊H橋、驅(qū)動變壓器T及副邊次級驅(qū)動電路構(gòu)成；原邊H橋由四個MOSFET管M1-M4組成，副邊次級驅(qū)動電路由兩個MOSFET管Q3-Q4及一雙向開關(guān)管S組成。Q1、Q2為需要被驅(qū)動的MOSFET管。M1—M4管子容量很小，用傳統(tǒng)驅(qū)動電路驅(qū)動即可。

圖1 傳統(tǒng)的功率MOSFET管驅(qū)動電路

圖2 一種基于電荷保持的MOSFET驅(qū)動電路

2.2 工作過程

圖2所示電路的主要工作波形如圖3所示，工作階段如圖4所示，具體工作過程如下。

圖3 工作時序

工作時序分析如下。

(1)工作模態(tài)一：[t0,t1]階段。t0時刻前Q1導通。t0時刻M1、M4導通，M1、M4導通過程可實現(xiàn)零電壓開通軟開關(guān)，故Vds_M1=Vds_M4=，Vds_M2=Vds_M=Vin；變壓器T勵磁，原邊繞組勵磁電流ip線性上升，t1時刻達到最大值。在t1時刻前使雙向開關(guān)S導通，由于Von比Q3的開啟電壓大(Von為Q1柵源極電壓)，故Q3導通，Q4關(guān)斷。Q1導通，故Q1中Vgs=Von ；Q3導通，故Vds_Q3=0。圖4為該模態(tài)的工作等效圖。

(2)工作模態(tài)二：[t1,t2]階段。在本驅(qū)動電路中，t1-t5期間M1、M4關(guān)斷，關(guān)斷過程不能現(xiàn)軟開關(guān)，Vds_M1=Vds_M4=Vds_M2=Vds_M=Vin。勵磁電流ip通過M2、M3寄生二極管續(xù)流。故變壓器副邊流過勵磁電流is，is對變壓器副邊電感充電。is方向如圖所示，從Q1流向Q3，is使Q1的結(jié)電容Cgs1放電，Vgs從t1時刻開始下降，is流過Q3產(chǎn)生較小的導通壓降Vdson；t2時刻后Vgs小于Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，使Q1關(guān)斷；如圖5所示，為該模態(tài)的工作等效圖。

圖4 [t0,t1]

圖5 [t1,t2]

圖6 [t2,t3]

圖7 [t3,t4]

圖8 [t4,t5]

圖9 [t5,t6]

圖10 [t6,Ts/2]

圖11 [Ts/2,t8]

圖12 [t8,t9]

圖13 [t9,t10]

圖14 [t10,t12]

圖15 [t12,t13]

圖16 [t13,t14]

(3)工作模態(tài)三：[t2,t3]階段。在本驅(qū)動電路中，t2時刻后Vgs小于Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，使Q1關(guān)斷。t3時刻后Vgs小于Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，使Q3關(guān)斷。如圖6所示，為該模態(tài)的工作等效圖。

(4)工作模態(tài)四：[t3,t4]階段。在本驅(qū)動電路中，t3時刻后Vgs小于Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，使Q3關(guān)斷，is對Q3的結(jié)電容Cds3充電，Vds_Q3從Vdson開始上升。如圖7所示，為該模態(tài)的工作等效圖。

(5)工作模態(tài)五：[t4,t5]階段。在本驅(qū)動在電路中，t4時刻前使Q2導通。t4時刻Vds_Q3(Vgs_Q4)大于Q4的開啟電壓，Q4導通，is流過Q4產(chǎn)生一個反壓-VD;t5時刻Vds_Q3充電至最大值Von并保持不變。如圖8所示，為該模態(tài)的工作等效圖。

(6)工作模態(tài)六：[t5,t6]階段。本驅(qū)動在電路中，t5時刻前 M2、M3導通，導通過程為硬導通，不能實現(xiàn)軟開關(guān)；Vds_M2=Vds_M3=0，Vds_M1=Vds_M4=Vin。變壓器原邊勵磁電流勵ip開始下降，t6時刻ip下降為0。t5時刻雙向開關(guān)S關(guān)斷，副邊不流過勵磁電流。t5時刻Vds_Q3充電至最大值Von。t5時刻后Vds_Q3=Von保持不變。t5時刻后Q1的結(jié)電容Cgs1放電至零。Q4導通且不留過電流，故Vgs=0。如圖9所示，為該模態(tài)的工作等效圖。

(7)工作模態(tài)七：[t6, Ts/2]階段。在本驅(qū)動在電路中，t6時刻M1導通，M2關(guān)斷，M1導通和M2關(guān)斷過程均可實現(xiàn)軟開關(guān)，M3保持導通狀態(tài)、M4保持關(guān)斷狀態(tài)，全橋電路不工作。原副邊均不流過電流。Q2,Q4導通，Vgs=0，Vds=Von。如圖10所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(8)工作模態(tài)八：[Ts/2，t8]階段。在本驅(qū)動在電路中，Ts/2時刻M1關(guān)斷、M2導通，M3保持導通狀態(tài)、M4保持關(guān)斷狀態(tài)，M1關(guān)斷和M2導通過程均可實現(xiàn)軟開關(guān)。變壓器勵磁電流ip<0，ip線性增大，t8時刻ip達到最大值。Q2、Q4導通，Vgs=0，Vds_Q3=Von。t8時刻前閉合雙向開關(guān)S。如圖11所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(9)工作模態(tài)九：[t8，t9]階段。在在本驅(qū)動在電路中，t8～t12內(nèi)M1、M2、M3、M4均關(guān)斷，M1、M4導通過程和M2、M3關(guān)斷過程均不能實現(xiàn)軟開關(guān)；ip通過M1、M4的寄生二極管續(xù)流。雙向開關(guān)S閉合，變壓器副邊流過勵磁電流is，方向從Q2流向Q4。is流過Q4，產(chǎn)生導通壓降Vdson，故Vds=Vdson。t8時刻is從Q2流向Q4，Q3結(jié)電容Cds3通過is放電，Vds_Q3從t8時刻開始下降。如圖12所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(10)工作模態(tài)十：[t9，t10]階段。在在本驅(qū)動在電路中，t9時刻后Vds_Q3(Vgs_Q4)下降至小于Q4的開啟電壓，Q4關(guān)斷。 勵磁電流is對Q1的結(jié)電容Cds1充電，Vgs從t9時刻開始上升。如圖13所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(11)工作模態(tài)十一：[t10，t12]階段。在在本驅(qū)動在電路中，t10時刻Vds上升至Q3的開啟電壓Vgsth_Q3，t10時刻后Q3導通。 微少的勵磁電流is流過Q3，在漏、源極產(chǎn)生一個反壓-VD，故在t10～t12內(nèi)Vds_Q3=-VD。t11時刻Vds上升至Q1的開啟電壓Vgsth_Q1，t11時刻后Q1導通。Q1導通后關(guān)斷Q2。如圖14所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(12)工作模態(tài)十二：[t12，t13]階段。在在本驅(qū)動在電路中，t12時刻前M1、M4導通，M2、M3關(guān)斷，t12時刻關(guān)斷雙向開關(guān)S，驅(qū)動電路不流過勵磁電流。M1、M4導通， 勵磁電流ip線性下降，t13時刻下降至零。t12時刻Vgs線性上升至最大值Von，Q1結(jié)電容Cgs1完成充電，t12時刻后Vgs=Von保持不變。如圖15所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

(13)工作模態(tài)十三：[t13，t14]階段。在在本驅(qū)動在電路中，t13時刻M1關(guān)斷、M2導通，M1關(guān)斷和M2導通過程均可實現(xiàn)軟開關(guān)；變壓器原邊勵磁電流為零，變壓器原邊勵磁電流也為零。Q1、Q3導通，Vgs=Von、Vds_Q3=0保持不變。如圖16所示，為該模態(tài)的等效電路圖。

此后，電路的工作過程開始新一輪的循環(huán)。

3 驅(qū)動特性分析

3.1 損耗分析

本文提出的一種基于電荷保持的MOSFET低損驅(qū)動電路的總損耗Ptotal包括驅(qū)動電路原邊管子M1—M4的損耗PM、驅(qū)動電路副邊管子Q3—Q4的損耗的損耗PQ、驅(qū)動變壓器磁芯損耗耗PCore、驅(qū)動變壓器繞組損耗耗Pwinding、驅(qū)動電路雙向開關(guān)管S的損耗的損耗PS即

Ptotal=PM+PQ+PCore+Pwinding+PS

(4)

3.2 仿真結(jié)果分析

使用Saber軟件對圖2所示新型驅(qū)動電路進行仿真。驅(qū)動電路原邊管子M1—M4及副邊管子Q3—Q4選用英飛凌BSL306N，BSL306N驅(qū)動電壓Vgsth為1.6V，導通電阻Rdson為0.06Ω，輸入電容Ciss為207pF，輸出電容Coss為75pF，反向傳輸電容Crss為12pF。驅(qū)動電壓Vi為10V。驅(qū)動頻率fs為1MHz。仿真結(jié)果如圖17所示圖17中橫坐標為開關(guān)管的一個工作周期。由圖17可知仿真結(jié)果與理論分析基本一致。圖17為通過Saber仿真得出的電路工作波形，圖3為通過理論分析得出的電路工作波形。

圖17 仿真波形圖

根據(jù)仿真電路可算得新型驅(qū)動電路損耗為0.401W。其中驅(qū)動電路原邊、副邊管子損耗共為0.241W，驅(qū)動變壓器磁芯損耗為W，驅(qū)動變壓器繞組損耗為0.119W，輔助開關(guān)管損耗為0.05W。使用本新型驅(qū)動可大大較小變壓器磁芯損耗。在參數(shù)相同的情況下，通過式(1)～(3)計算可得傳統(tǒng)驅(qū)動的驅(qū)動損耗為0.851W。本文提出的新型驅(qū)動電路損耗比傳統(tǒng)驅(qū)動電路少52.88%。

3.3 電路性能

與傳統(tǒng)驅(qū)動電路相比，本文提出的新型驅(qū)動電路有如下特點：

(1)常用無損驅(qū)動方案中輔助開關(guān)管的通態(tài)損耗及驅(qū)動磁件的損耗所占比例很大，占80%以上；本文提出的驅(qū)動電路降低了驅(qū)動變壓器原邊的電流，保持副邊的電流不變(只有保證副邊的電流不變才能保證主功率電路的管子的驅(qū)動速度一樣)，降低了原邊電流有效值，有效降低輔助開關(guān)管通態(tài)損耗和驅(qū)動變壓器的繞組損耗，同時降低了驅(qū)動變壓器的交流磁通密度Bac，從而降低磁芯損耗。

(2)通過計算驅(qū)動損耗可知所驅(qū)動的MOSFET管的輸入電容Ciss越大，本文所提出的驅(qū)動電路優(yōu)勢越明顯。

(3)圖18為本文提出的低損驅(qū)動電路的具體應(yīng)用，即可以驅(qū)動單管也可以驅(qū)動雙管或者多管，適用范圍廣。與其他低損驅(qū)動電路相比，適用范圍廣是本取得電路最大優(yōu)勢。

圖18 低損驅(qū)動電路的具體應(yīng)用

4 結(jié)論

本文提出了一種基于電荷保持的MOSFET驅(qū)動電路。該驅(qū)動電路由變壓器原邊H橋、驅(qū)動變壓器T及副邊次級驅(qū)動電路構(gòu)成。該驅(qū)動電路具有驅(qū)動效率高、既能驅(qū)動單管也能驅(qū)動雙管、驅(qū)動電路的開關(guān)部分能實現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點。文章對電路的工作原理和性能特性進行分析，并計算了新型驅(qū)動電路的驅(qū)動損耗，證明了基于電荷保持的MOSFET驅(qū)動電路的優(yōu)越性。