收發(fā)一體式無線電高度表設(shè)計(jì)

陶德桂 劉關(guān)心

（中國人民解放軍92419部隊(duì)，遼寧興城 125106）

1 引 言

在國防武器裝備發(fā)展建設(shè)中需要用到大量的低高度掠海飛行器模擬導(dǎo)彈類目標(biāo)，而這類目標(biāo)的可靠飛行嚴(yán)重依賴于無線電高度表提供相對(duì)于海平面的準(zhǔn)確高度值。目前市面上常見的無線電高度表套件由單獨(dú)的收發(fā)天線、饋線和主體設(shè)備組成［1］，其集成度低，且成本高。在使用過程中，為了保證一定的收發(fā)信號(hào)隔離度，通常是收發(fā)天線需要分開安裝且與無線電高度表通過饋線相連接，所占用的空間較多，重量相對(duì)較大，制約了其在對(duì)體積和重量要求苛刻的中小型低高度掠海飛行器上的應(yīng)用。

隨著科技的進(jìn)步，新的元器件和集成電路大量涌現(xiàn)，其中德國InnoSenT公司生產(chǎn)的IVS948模塊是一款K波段自帶VCO的小功率雷達(dá)收發(fā)器［2］，用戶可以利用其編程功能自行設(shè)置發(fā)射頻率、輸出功率及內(nèi)部中頻放大器的增益?；诖四K，本文設(shè)計(jì)了一種收發(fā)一體式的無線電高度表，其優(yōu)點(diǎn)是集成度高、體積小、重量輕、成本低，可滿足低高度掠海飛行器的高度測(cè)量需求。

2 硬件設(shè)計(jì)

無線電高度表硬件部分主要由收發(fā)天線、射頻前端、基帶信號(hào)產(chǎn)生與處理單元和二次電源組成，如圖1所示。

圖1 無線電高度表硬件結(jié)構(gòu)組成Fig.1 Composition of the radio altimeter’s hardware

IVS948模塊實(shí)物照片如圖2所示。該模塊最大輸出功率可達(dá)26dBm，-3dB波束寬度為14°×32°，旁瓣抑制比可達(dá)25dB，而其幾何尺寸僅為65．8mm×70mm×9mm，重量僅為80g，該模塊是實(shí)現(xiàn)收發(fā)一體式無線電高度表的物質(zhì)基礎(chǔ)和前提。

圖2 IVS948的實(shí)物照片F(xiàn)ig.2 Photo of IVS948

IVS948可工作在連續(xù)波（CW）和調(diào)頻連續(xù)波（FMCW）兩種方式。我們選擇IVS948工作在調(diào)頻連續(xù)波方式下，并通過設(shè)置VTune Coarse和VTune Fine產(chǎn)生所需的發(fā)射信號(hào)。VTuneCoarse設(shè)置為一個(gè)預(yù)置電壓值（≈1．2V@24．125GHz），以確保發(fā)射頻率處于允許的頻帶范圍內(nèi)。在FMCW模式下，從參考頻率輸出引腳Pin 1，可讀取被1/X分頻（缺省值65536）的發(fā)射頻率fmuxout，計(jì)算該頻率可以輔助確定VCO的調(diào)諧電壓。

基帶信號(hào)產(chǎn)生與處理單元產(chǎn)生IVS948所需的調(diào)制信號(hào)和控制信號(hào)，接收其輸出的中頻信號(hào)進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換和信號(hào)處理從而得到高度測(cè)量結(jié)果，并將測(cè)高結(jié)果通過接口輸出。

基帶信號(hào)產(chǎn)生與處理單元的核心處理器選用TMS320C6747 DSP芯片［3］，該芯片為浮點(diǎn)處理器，運(yùn)算速度快，可滿足FFT和CZT運(yùn)算速度的需要；外設(shè)接口豐富，可滿足系統(tǒng)要求，減少器件數(shù)量，簡化系統(tǒng)設(shè)計(jì)。系統(tǒng)所需的ADC、DAC和接口電路直接與DSP的外設(shè)接口相連，其外圍電路僅增加串行Flash程序存儲(chǔ)器和晶體諧振器。DSP軟件程序存儲(chǔ)在外部Flash存儲(chǔ)器，設(shè)備上電后自動(dòng)加載到內(nèi)部存儲(chǔ)器內(nèi)運(yùn)行。

IVS948的控制信號(hào)為SPI接口信號(hào)，用于設(shè)置PLL和增益，與DSP的SPI接口直接相連。

IVS948的調(diào)制信號(hào)有兩個(gè)，一個(gè)是粗調(diào)信號(hào)，用于調(diào)整其中心頻率，一個(gè)是細(xì)調(diào)信號(hào)，用于控制調(diào)頻斜率。在細(xì)調(diào)信號(hào)端加入三角波使得IVS948輸出相應(yīng)的調(diào)頻信號(hào)，粗調(diào)信號(hào)的幅度則用來調(diào)整調(diào)頻信號(hào)的中心頻率。調(diào)制信號(hào)由DAC轉(zhuǎn)換產(chǎn)生，選用DAC8563，與DSP直接通過SPI口相連，調(diào)制波形和幅度由DSP軟件控制。

IVS948輸出的I路和Q路中頻信號(hào)，通過ADC轉(zhuǎn)換到數(shù)字信號(hào)，芯片選用THS12082，其并行輸出接口直接與DSP的EMIF相連。

高度測(cè)量結(jié)果數(shù)據(jù)輸出接口采用RS232串行接口，DSP有3個(gè)UART串行口，只需增加RS232接口電平轉(zhuǎn)換電路就能實(shí)現(xiàn)，轉(zhuǎn)換芯片采用MAX3224芯片。

3 測(cè)量體制比較及選擇

無線電高度表根據(jù)發(fā)射信號(hào)的調(diào)制方式不同，一般可分為脈沖體制、調(diào)相體制、調(diào)頻連續(xù)波體制。其中調(diào)頻連續(xù)波體制因?yàn)榫哂芯€路簡單、易實(shí)現(xiàn)、可靠性高、體積小、重量輕、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，目前被業(yè)界廣泛采用［4］。

這里我們采用線性調(diào)頻連續(xù)波體制以匹配IVS948模塊來設(shè)計(jì)無線電高度表，該體制的調(diào)制信號(hào)又可采用鋸齒波和三角波兩種形式［5，6］。

首先介紹一下鋸齒波調(diào)制信號(hào)的測(cè)距原理。

設(shè)調(diào)制信號(hào)Φ(t)為：

經(jīng)過調(diào)制后的發(fā)射信號(hào)為：

式中：f0——載波頻率。

對(duì)于點(diǎn)目標(biāo)，回波信號(hào)ur()t為：

式中：Td——接收信號(hào)延遲；α——相位延遲。

Td與載體的飛行高度H有關(guān)，即：

圖3所示為鋸齒波調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)頻率-時(shí)間關(guān)系，圖中虛線代表接收信號(hào)，實(shí)線代表發(fā)射信號(hào)。

圖3 鋸齒波調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)頻率-時(shí)間關(guān)系Fig.3 Frequency time relation of FMCW radar with sawtooth wave

上式表明，由高度變化率引起的多普勒效應(yīng)等效為回波信號(hào)相對(duì)于發(fā)射信號(hào)載頻的平移。

對(duì)式（6）的相位微分，得到瞬時(shí)差拍頻率fb()t為：

式（7）表明，多普勒效應(yīng)引起差拍頻率平移了頻率fd。

當(dāng)fd=0時(shí)，有：

變形即得：

實(shí)際使用過程中，運(yùn)動(dòng)載體會(huì)在高度上發(fā)生變化，不可避免會(huì)產(chǎn)生高度方向的多普勒頻率fd，這樣對(duì)于采用鋸齒波調(diào)制信號(hào)進(jìn)行測(cè)距時(shí)，所測(cè)得的差拍信號(hào)是包含有多普勒頻率fd的，如果我們無法實(shí)時(shí)獲取多普勒頻率，則通過上式計(jì)算的高度值是不夠準(zhǔn)確的,或者說對(duì)測(cè)距誤差有影響。

相對(duì)于鋸齒波調(diào)制信號(hào)，采用三角波調(diào)制信號(hào)則可以消除多普勒頻率對(duì)測(cè)距的影響，減小測(cè)距誤差，且可實(shí)現(xiàn)對(duì)運(yùn)動(dòng)載體徑向速度的測(cè)量。

設(shè)三角波調(diào)制信號(hào)Φ(t)為：

如圖4所示為無多普勒效應(yīng)時(shí)對(duì)稱三角波調(diào)制的特性曲線。

圖4 對(duì)稱三角波調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)頻率-時(shí)間關(guān)系Fig.4 Frequency time relation of FMCW radar with symmetry triangular wave

根據(jù)上面的推導(dǎo)方式同樣可以得出運(yùn)動(dòng)載體的飛行高度為：

對(duì)于三角波調(diào)制信號(hào)，正向調(diào)制段得到的差拍信號(hào)頻率可以寫成：

負(fù)向調(diào)制段得到的差拍信號(hào)頻率可以寫成：

則目標(biāo)實(shí)際得到的差拍頻率為：

而由于載體運(yùn)動(dòng)引起的多普勒頻移為：

只要我們實(shí)時(shí)測(cè)量正向調(diào)制段和負(fù)向調(diào)制段的差拍信號(hào)頻率，則可以準(zhǔn)確計(jì)算出運(yùn)動(dòng)載體的相對(duì)高度值，而不受其因高度變化而產(chǎn)生的多普勒頻率的影響，同時(shí)根據(jù)公式：

還可計(jì)算出運(yùn)動(dòng)載體徑向的速度。

故此，我們選擇三角波調(diào)制信號(hào)的線性調(diào)頻連續(xù)波作為高度表的測(cè)量體制。

4 其它工作參數(shù)選擇與性能分析

4.1 工作頻率和發(fā)射信號(hào)帶寬

無線電高度表的工作頻率越高，所需的收發(fā)天線尺寸越小，越有利于設(shè)備的小型化。另一方面，工作頻率越高，射頻器件的成本越高。

為了得到較高的高度分辨力，高度表的發(fā)射信號(hào)帶寬應(yīng)盡可能大。另一方面，發(fā)射信號(hào)帶寬越大，要求的ADC采樣率越高，必然要求系統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)處理能力越強(qiáng)，會(huì)增加信號(hào)采集與處理部分的成本。

針對(duì)IVS948模塊的主要性能指標(biāo)，這里選擇K波段作為工作頻段，中心頻點(diǎn)為24．125GHz，發(fā)射帶寬250MHz。

4.2 調(diào)制周期

高度表安裝在運(yùn)動(dòng)載體上，為了能夠精確測(cè)量載體距離海面（地面）的瞬時(shí)高度，要求調(diào)制周期越小越好，而調(diào)制周期越小，在信號(hào)帶寬一定的條件下調(diào)頻斜率則越大，這給調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生帶來困難，容易導(dǎo)致調(diào)頻線性度不高，測(cè)量誤差增大。

另一方面，從工作原理可以看出，高度H是B、Tm和fb的三元函數(shù)。高度表的工作范圍在1m至300m之間，若選擇調(diào)制周期Tm不變，則差拍頻率的最大和最小值相差會(huì)達(dá)到300倍，要求差拍信號(hào)放大器的帶寬足夠?qū)?，這給高空條件下信號(hào)的檢測(cè)帶來很大的困難。

綜合考慮上述兩方面，我們?cè)诓煌娘w行高度段選取不同的調(diào)制周期以減小差拍信號(hào)的帶寬，見表1。

表1 不同飛行高度段和調(diào)制周期對(duì)應(yīng)的差拍頻率Tab.1 Beat frequency corresponding to different flight height and modulation period

4.3 中頻信號(hào)帶寬

根據(jù)表1易知，當(dāng)不存在由于載體運(yùn)動(dòng)而引入的多普勒頻率分量時(shí)，差拍頻率的最大帶寬為20kHz。考慮載體的垂直飛行速度最大為100m/s，則由此引入的最大多普勒頻率為：

考慮留有一定余量，取中頻帶寬最大為100kHz。

4.4 接收機(jī)靈敏度

接收機(jī)靈敏度計(jì)算公式為：

式中：K——波爾茲曼常數(shù)；T——工作溫度；B——接收機(jī)的處理帶寬；F——接收機(jī)的噪聲系數(shù)；Smin——信號(hào)處理所需的信噪比。

通過對(duì)接收機(jī)的硬件設(shè)計(jì)，經(jīng)測(cè)試其噪聲系數(shù)F可做到5dB，Smin需達(dá)到13dB，則：

4.5 發(fā)射功率

所需的最小發(fā)射功率可通過式（17）計(jì)算：

式中：Ls——系統(tǒng)與傳輸損耗；Gt,Gr——發(fā)射和接收天線增益；λ——發(fā)射信號(hào)波長；α——散射系數(shù)；——波束寬度因子；Hmax——高度表工作的高度。

按照天線波束寬度大于10o×25o的要求，并考慮留有一定余量，取Gt=Gr=17dB，α=-13dB，θα=10°，Ls=3dB，則所需最小發(fā)射功率為：

要求的最小等效輻射功率為：

該值小于IVS948模塊的最大輸出功率26dBm。

4.6 接收機(jī)信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍

無線電高度表接收的是海面或地面的反射回波。在發(fā)射功率一定的條件下，接收機(jī)輸入信號(hào)的功率主要取決于雷達(dá)距離海面或地面的高度。根據(jù)系統(tǒng)的工作高度要求，按照高度計(jì)的雷達(dá)方程，對(duì)應(yīng)高度變化引起的接收信號(hào)功率變化約為49．5dB。

4.7 測(cè)高性能分析

采用線性調(diào)頻連續(xù)波體制進(jìn)行測(cè)高，根據(jù)其工作原理，測(cè)量誤差主要由如下因素引起：

1）調(diào)制周期的不穩(wěn)定性；

2）射頻頻率源引入的調(diào)頻斜率非線性；

3）多普勒頻率；

4）差拍頻率的估計(jì)誤差。

采用DAC方式產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)，Tm的不穩(wěn)定性僅與DAC的工作時(shí)鐘有關(guān)，取DAC的工作時(shí)鐘大于1MHz，則按照選定的最小調(diào)制周期1ms，對(duì)應(yīng)的調(diào)制周期誤差不到0．1%。

射頻頻率源引入的調(diào)頻斜率非線性將影響接收機(jī)混頻出來的差拍頻率的準(zhǔn)確性。為了提高測(cè)高性能，需要對(duì)射頻頻率源的非線性進(jìn)行補(bǔ)償和校正，使整個(gè)帶寬內(nèi)的調(diào)頻非線性控制在0．5%以內(nèi)。

差拍頻率的估計(jì)誤差主要取決于信號(hào)處理方法，頻率估計(jì)誤差引入的測(cè)距誤差為：

當(dāng)要求ΔHf小于0．3m時(shí)，對(duì)應(yīng)要求頻率估計(jì)誤差小于25Hz。

5 軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)軟件主要完成的任務(wù)是：設(shè)備自檢，設(shè)備狀態(tài)輸出，工作模式管理，接口管理。

系統(tǒng)軟件的總體流程如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)軟件流程圖Fig.5 System software flow chart

5.1 自檢與校準(zhǔn)模式

系統(tǒng)自檢主要完成射頻前端和基帶信號(hào)產(chǎn)生與處理單元的自檢，包括：DSP運(yùn)行狀態(tài)、DAC和ADC狀態(tài)、射頻前端的狀態(tài)。

系統(tǒng)校準(zhǔn)主要完成系統(tǒng)工作中心頻率和調(diào)頻斜率的校準(zhǔn)。

系統(tǒng)工作的中心頻率確定方法如下：由DSP從IVS948參考頻率輸出引腳讀取被1/X分頻的發(fā)射頻率fmuxout，再利用分頻比計(jì)算出IVS948的實(shí)際發(fā)射頻率，之后再根據(jù)與設(shè)定頻率之間的差值調(diào)整VCO的調(diào)諧電壓，使得最終發(fā)射信號(hào)的頻率與設(shè)定的頻率相一致。

發(fā)射信號(hào)的調(diào)頻斜率通過如下方法校準(zhǔn)：由DSP控制DAC產(chǎn)生恒定電壓，使IVS948在工作頻段內(nèi)產(chǎn)生不同頻點(diǎn)的單頻信號(hào)，由DSP從IVS948參考頻率輸出引腳讀出分頻頻率，并計(jì)算出實(shí)際發(fā)射頻率。DSP將這些實(shí)際頻率與DAC輸出電壓的對(duì)應(yīng)關(guān)系做成查找表存儲(chǔ)到FLASH中，無線電高度表在實(shí)際發(fā)射時(shí)根據(jù)該表對(duì)DAC輸出電壓進(jìn)行調(diào)整，以補(bǔ)償VCO非線性的影響。

5.2 高度搜索模式

系統(tǒng)軟件在高度搜索模式時(shí)采用自適應(yīng)對(duì)消技術(shù)以提高收發(fā)間隔離度，并采用恒虛警（CFAR）檢測(cè)，其基本工作過程如下：首先，利用ADC采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行自適應(yīng)對(duì)消后進(jìn)行FFT運(yùn)算［10］，計(jì)算信號(hào)的功率譜；其次，在高度區(qū)間對(duì)應(yīng)的范圍內(nèi)搜索功率譜上的最大峰值，并計(jì)算噪聲本底；然后，計(jì)算最大峰值與噪聲本底的比值，并與一個(gè)預(yù)先設(shè)定的門限進(jìn)行比較，若連續(xù)三次超過門限，則判定搜索到目標(biāo)。一旦搜索到目標(biāo)即進(jìn)入高度跟蹤模式。

在高度搜索模式下，調(diào)整的主要參數(shù)為調(diào)制周期和搜索的頻點(diǎn)范圍。

5.3 高度跟蹤模式

高度跟蹤模式是無線電高度表的主要工作模式，用于實(shí)現(xiàn)高度測(cè)量。

由于無線電高度表在實(shí)際使用過程中所接收到的回波是不同延遲、幅度上被目標(biāo)散射系數(shù)和天線方向圖加權(quán)了的大量回波的合成。當(dāng)海況較差或地面起伏不平、載體的飛行姿態(tài)做機(jī)動(dòng)時(shí)，這時(shí)差拍頻率的最小值就不一定是天線天底點(diǎn)的高度了。為了克服這些不利因素的影響，系統(tǒng)軟件在高度跟蹤模式下采用如下方法對(duì)ADC采集信號(hào)進(jìn)行處理：

1）對(duì)ADC采集的上掃頻回波信號(hào)進(jìn)行FFT運(yùn)算，計(jì)算功率譜；

2）將得到的功率譜與設(shè)定的門限進(jìn)行比較，得到高于門限的一段頻譜區(qū)域；

3）對(duì)該段區(qū)域采用CZT算法進(jìn)行頻譜局部細(xì)化，降低差拍信號(hào)頻譜上的頻率采樣間隔；

4）取過門限的最低差拍頻率附近有效帶寬B內(nèi)的頻點(diǎn)，并對(duì)這些差頻值進(jìn)行加權(quán)平均，得到上掃頻的平均差頻值；

5）用同樣的方法求得下掃頻的平均差頻值；

6）利用高度與差頻值的對(duì)應(yīng)關(guān)系和估計(jì)得到的上下掃頻分別對(duì)應(yīng)的差頻值，計(jì)算實(shí)際高度，消除多普勒頻移的影響。

在高度跟蹤模式下，調(diào)整的主要參數(shù)是有效帶寬和加權(quán)系數(shù)。

6 試用情況

設(shè)備樣機(jī)研制完成后其外形尺寸為85mm×80mm×27mm（不計(jì)輸出接口連接器），總重量約為350g，功耗約為3．7W，輸出高度數(shù)據(jù)更新率為20Hz，高度輸出誤差不大于3．125cm，串口通信波特率為38400bps。其結(jié)構(gòu)示意圖如圖6所示。

圖6 設(shè)備結(jié)構(gòu)示意圖Fig.6 Schematic diagram of equipment structure

在經(jīng)過地面靜態(tài)測(cè)試和庫房吊高試驗(yàn)后，利用國產(chǎn)某小型無人機(jī)結(jié)合任務(wù)飛行試驗(yàn)對(duì)工程樣機(jī)進(jìn)行了海上動(dòng)態(tài)飛行測(cè)試，高度測(cè)量結(jié)果存儲(chǔ)在機(jī)載數(shù)據(jù)采集轉(zhuǎn)發(fā)盒中，該無人機(jī)爬升角為15°，下滑角為5°，轉(zhuǎn)彎角為30°，基本與高度表的波束寬度相同，機(jī)上裝有高精度高動(dòng)態(tài)的GPS原始數(shù)據(jù)記錄設(shè)備，可事后進(jìn)行差分?jǐn)?shù)據(jù)處理。任務(wù)結(jié)束后對(duì)無線電高度表的測(cè)量結(jié)果數(shù)據(jù)進(jìn)行了提取和事后處理，并與GPS差分高度數(shù)據(jù)處理結(jié)果進(jìn)行了比對(duì)，兩組數(shù)據(jù)的對(duì)比曲線如圖7所示。

圖7 GPS差分高度與無線電高度表高度對(duì)比曲線Fig.7 Contrast curve between GPS difference height and radio altimeter height

通過對(duì)比可以看出，無線電高度表的測(cè)量結(jié)果與GPS差分高度數(shù)據(jù)在整個(gè)飛行段基本吻合，在100m高度附近測(cè)量誤差在±2m以下。

7 結(jié)束語

本收發(fā)一體式無線電高度表設(shè)計(jì)緊湊、結(jié)構(gòu)合理、體積小、重量輕、價(jià)格低、安裝使用方便，經(jīng)實(shí)際動(dòng)態(tài)飛行測(cè)試，其測(cè)高誤差可達(dá)±2%H以下，滿足一般無人機(jī)的飛行控制要求，可推廣應(yīng)用于300m以下高度飛行的無人機(jī)飛行控制系統(tǒng)中。

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