MMC在船舶中壓直流電力系統(tǒng)中的應(yīng)用

郭燚 張震 雷玉磊

摘要：

在船舶中壓直流（medium voltage direct current， MVDC）電力系統(tǒng)中，為解決功率為36 MW的發(fā)電機(jī)電壓的整流問題，建立適用于船舶MVDC電力系統(tǒng)的模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）模型。在空間矢量控制方法的基礎(chǔ)上，加入橋臂電壓控制。在直流電壓為5 kV及負(fù)載不同的情況下，應(yīng)用MATLAB/Simulink對該模型進(jìn)行仿真，驗(yàn)證模型和控制方法的有效性?；诖耍芯吭撃Ｐ驮诓煌绷麟妷海?～30 kV）等級下的性能表現(xiàn)。仿真結(jié)果表明：在36 MW/5 kV的額定工況下MMC存在效率低的問題;直流電壓等級對MMC輸出直流電壓的紋波影響不大，但對MMC的效率有明顯的影響。

關(guān)鍵詞：

模塊化多電平換流器（MMC）; 中壓直流（MVDC）; 直流電壓等級; 損耗

中圖分類號： U665.12

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

Application of MMC in ship MVDC power system

GUO Yi， ZHANG Zhen， LEI Yulei

（

Logistics Engineering College， Shanghai Maritime University， Shanghai 201306， China）

Abstract：

In order to solve the voltage rectification problem of generators with the power of 36 MW in the ship medium voltage direct current （MVDC） power system， a modular multilevel converter （MMC） model is established for ship MVDC power system. On the basis of the space vector control method， the bridge arm voltage control is joined. The model is simulated by MATLAB/Simulink in the condition of 5 kV DC voltage and the different loads so as to validate the effectiveness of the model and the control method. Based on the above， the performance of the model in different DC voltage （between 5 kV and 30 kV） grades is studied. The simulation results show that： the efficiency of MMC is lower under the rated condition of 36 MW/5 kV; the DC voltage grade has slight influence on the DC voltage ripple output by MMC， but has significant influence on the efficiency of MMC.

Key words：

modular multilevel converter （MMC）; medium voltage direct current （MVDC）; DC voltage grade; loss

收稿日期： 2017-03-24

修回日期： 2017-05-23

作者簡介：

郭燚（1971—），男，安徽安慶人，副教授，博士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)，（E-mail）gymwmw@live.cn

0 引 言

隨著現(xiàn)代艦船對能量需求的不斷提升，船舶電網(wǎng)從中壓交流系統(tǒng)向中壓直流（medium voltage direct current， MVDC）系統(tǒng)轉(zhuǎn)變[1-4]。文獻(xiàn)[5]率先提出了具有高可靠性和良好供電連續(xù)性的環(huán)形電網(wǎng)。文獻(xiàn)[6]和[7]在此基礎(chǔ)上提出了新型環(huán)形船舶MVDC電力系統(tǒng)模型，以2臺(tái)36 MW的主發(fā)電機(jī)和2臺(tái)4 MW的輔助發(fā)電機(jī)作為電源，每臺(tái)發(fā)電機(jī)均經(jīng)過整流器整流后輸出5 kV的直流電壓，為環(huán)形直流母線供電，并采用分區(qū)供電，使船舶MVDC電力系統(tǒng)即使在惡劣的工況下也能保持極佳的性能。該模型如圖1 所示，為了研究方便，省去了輔助發(fā)電機(jī)部分。

圖1

簡化后的環(huán)形船舶MVDC電力系統(tǒng)模型

圖1中，發(fā)電機(jī)發(fā)出的交流電，由整流器進(jìn)行整流后變成直流電送入環(huán)形直流電網(wǎng)，直流電網(wǎng)為常規(guī)負(fù)載、雷達(dá)、脈沖負(fù)載、推進(jìn)電機(jī)等供電。在該模型中，如何設(shè)計(jì)適合的整流器成為研究熱點(diǎn)。[8-9]文獻(xiàn)[7]中，整流部分采用橋式二極管整流器，而在實(shí)際工況下一般不使用二極管的整流方式。目前第三代直流輸電系統(tǒng)中常用的整流器主要有3種，即三相半橋換流器、二極管箝位型換流器和模塊化多電平換流器（modular multilevel converter， MMC）。

圖2是三相半橋換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（uj，j=a，b，c，為j相交流電壓;Udc為直流側(cè)電壓;C為電容），由6個(gè)橋臂組成，在高壓、大功率的情況下，往往需要多個(gè)IGBT并聯(lián)或串聯(lián)以提高換流器的容量和電壓等級。圖3所示的二極管箝位型換流器能夠產(chǎn)生3個(gè)電平，比三相半橋換流器更能改善諧波質(zhì)量，代價(jià)是需要更多的電力電子器件。這兩種換流器都需要在直流側(cè)并聯(lián)大容量電容，并且均使用脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）技術(shù)進(jìn)行調(diào)制。與這2種換流器相比，MMC因具有制造難度低、損耗低、階躍電壓低、波形質(zhì)量好以及故障處理能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)[10]而被廣泛應(yīng)用于直流輸電系統(tǒng)。目前已經(jīng)有一些學(xué)者[2，8-9]開始研究使用MMC對船舶發(fā)電機(jī)進(jìn)行整流，并且取得了不錯(cuò)的成果，但在已有的研究成果中，MMC的功率均小于6 MW，很難直接應(yīng)用于圖1所示的船舶MVDC電力系統(tǒng)中。

本文針對圖1所示的船舶MVDC電力系統(tǒng)，搭建功率為36 MW的MMC-MVDC仿真模型，通過仿真驗(yàn)證該模型的可行性。提出MMC損耗

估算公式，進(jìn)一步研究MMC-MVDC模型在不同的直流電壓等級下的性能，并驗(yàn)證估算公式的有效性。

圖2

三相半橋換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖3

二極管箝位型換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1 MMC-MVDC模型設(shè)計(jì)

在圖1所示的模型中，原動(dòng)機(jī)、發(fā)電機(jī)和整流器共同組成了直流電網(wǎng)的發(fā)電系統(tǒng)。使用MMC作為整流器，并且引入變壓器進(jìn)行電氣隔離，設(shè)計(jì)出MMC-MVDC模型，見圖4。

圖4

MMC-MVDC模型

在圖4中，左側(cè)是模型框圖：原動(dòng)機(jī)提供原始動(dòng)力，帶動(dòng)發(fā)電機(jī)發(fā)出三相交流電;在發(fā)電機(jī)與MMC之間加入變壓器，使發(fā)電機(jī)在額定電壓下工作，并保證MMC交流側(cè)的電壓保持在最佳狀態(tài)，同時(shí)將發(fā)電機(jī)與船舶電網(wǎng)部分進(jìn)行電氣隔離，使系統(tǒng)更加安全可靠。MMC采用如圖4右側(cè)所示的三相結(jié)構(gòu)[11]，其中：O點(diǎn)表示零電位點(diǎn);三相MMC包含6個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由N個(gè)子模塊（SM）串聯(lián)而成;同一相上、下兩個(gè)橋臂（用p和n區(qū)分）之間引入2個(gè)電感值為2L的限流電感，對子模塊的充放電電流進(jìn)行限制，同時(shí)也能限制相間環(huán)流;帶不同下標(biāo)的i和u分別表示某一相或某一相上、下橋臂的電流和電壓;Idc為總直流電流;2R為電阻值。采用這種經(jīng)典結(jié)構(gòu)控制方便，性能穩(wěn)定。

2 MMC模型設(shè)計(jì)

2.1 MMC主電路設(shè)計(jì)

MMC主電路的設(shè)計(jì)主要包括交流側(cè)電壓計(jì)算、子模塊拓?fù)溥x擇、單橋臂子模塊數(shù)量確定，以及子模塊電容和橋臂電感參數(shù)的選擇計(jì)算，其中最重要的是子模塊電容和橋臂電感參數(shù)的選擇計(jì)算，它們直接影響MMC的可控性和工作性能。

為使MMC具備向交流系統(tǒng)發(fā)出無功功率的能力，文獻(xiàn)[12]認(rèn)為MMC交流側(cè)相電壓峰值應(yīng)小于直流母線電壓的一半，即選取

Uv<Udc/2

（1）

在MMC-MVDC模型中，發(fā)電機(jī)輸出的三相交流電的相電壓峰值為4 100 V， 頻率為240 Hz，因此可選擇變壓器的變比為4 100∶2 250，使得MMC交流側(cè)相電壓峰值Uv=2 250 V。

傳統(tǒng)的MMC的子模塊主要分為半橋型和全橋型兩類（見圖5，其中T1，T2，T3和T4為開關(guān)器件）。

圖5

半橋型子模塊和全橋型子模塊

全橋型子模塊結(jié)構(gòu)復(fù)雜，控制策略多，在系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)閉鎖，具有故障穿越的能力[13];半橋型子模塊結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，并且成本低，但是在系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí)不能實(shí)現(xiàn)完全閉鎖。本文暫時(shí)不考慮系統(tǒng)出現(xiàn)故障時(shí)的情況，因而選擇半橋型子模塊進(jìn)行建模。

MMC用于整流時(shí)，在使用載波相移技術(shù)進(jìn)行調(diào)制時(shí)，一般N取值為4～10，在使用最近電平逼近調(diào)制（nearnest level modulation， NLM）方式時(shí)，N取值越大效果越好，例如Trans Bay Cable HVDC工程的N=216[14]，上海南匯風(fēng)電場MMC-HVDC示范工程的N=48[15]。NLM方法簡單，耗費(fèi)控制器資源少，特別對于船上頻率為240 Hz的高頻發(fā)電機(jī)，這種調(diào)制方式能夠明顯減小開關(guān)頻率，因此本文選擇NLM方式進(jìn)行調(diào)制。參考文獻(xiàn)[16]，設(shè)置N=20。

在高壓直流輸電系統(tǒng)中，常使用以下的公式計(jì)算子模塊電容和橋臂電感參數(shù)[12，17]：

C0=Ps3kNωεUC2

1-kcos φ2232

（2）

L0=18ω20C0UC

Ps3Ikm+Udc

（3）

對于MMC-MVDC模型，取MMC功率Ps=36 MW，電壓調(diào)制比k=0.9，單橋臂子模塊數(shù)N=20，交流電源角速度ω=1 508 rad/s，子模塊電容電壓UC=250 V，功率因數(shù)cos φ=1，電容電壓波動(dòng)百分比ε=5%和二倍頻環(huán)流峰值Ikm=1.2 kA，計(jì)算得出電容和電感的參考值分別為C0=0.1 F和L0=32.7 mH。然后，開環(huán)運(yùn)行MMC，k固定在0.9，將電容和電感在計(jì)算出的參考值附近進(jìn)行微調(diào)，直到MMC的輸出直流電壓為5 kV為止。這樣能夠保證MMC在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)k穩(wěn)定在0.9左右。經(jīng)過仿真調(diào)試，最終確定C0=0.13 F， L0=2L=28.5 mH。

由式（2）和（3）不難分析出，相比于高壓電力系統(tǒng)，中壓電力系統(tǒng)電壓低、電流大，設(shè)計(jì)MMC時(shí)就需要更大的電容和更小的電感才能使其工作在最佳狀態(tài)。

2.2 MMC控制策略設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)對MMC整流的實(shí)現(xiàn)至關(guān)重要。對MMC這類電壓源型換流器控制方法的研究一直在進(jìn)行，早期通常采用間接電流控制，方法簡單，無須電流反饋控制，實(shí)現(xiàn)方便，但是存在電流響應(yīng)慢的缺點(diǎn)。隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，直接電流控制應(yīng)運(yùn)而生。該控制方法以快速的直接電流反饋為特征對電流進(jìn)行直接控制，能夠獲得高品質(zhì)的電流響應(yīng)，已成為發(fā)展的主流[18]。在直接電流控制技術(shù)中，矢量控制技術(shù)應(yīng)用最為廣泛，該技術(shù)將變換

器在abc坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換為dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，將電流電壓等三相交流量轉(zhuǎn)換成兩相直流量，引入前饋量進(jìn)行解耦，簡化了數(shù)學(xué)模型，適

合于MMC的控制。

對于圖4中的三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由文獻(xiàn)[19]得到dq坐標(biāo)系下MMC基本單元的頻域數(shù)學(xué)模型：

（R+sL）id（s）=ud（s）-vd（s）+ωLiq（s）

（R+sL）iq（s）=uq（s）-vq（s）-ωLid（s）

根據(jù)上述頻域數(shù)學(xué)模型，

以id和iq為狀態(tài)變量，以ud和uq為擾動(dòng)分量，以vd和vq（MMC輸出的電壓分量）為輸入變量，引入電壓耦合補(bǔ)償項(xiàng)ωLid和ωLiq，采用PI控制器，得到電流控制器數(shù)學(xué)模型：

vd=ud+ωLiq-kp1（i*d-id）-ki1∫（i*d-id）dt

vq=uq+ωLid-kp2（i*q-iq）-ki2∫（i*q-iq）dt

式中：i*d和i*q為電流參考值;kpj和kij（j=1，2）分別是PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

根據(jù)上式設(shè)計(jì)內(nèi)環(huán)電流控制器，以電壓控制和無功功率控制為外環(huán)控制器，同時(shí)增加橋臂電壓控制，設(shè)計(jì)出如圖6所示的MMC控制器。

圖6

MMC控制器

圖6所示的MMC控制器，由矢量控制與橋

臂電壓控制結(jié)合而成，pjC和njC分別是j相上橋臂和下橋臂子模塊電容電壓的平均值。外環(huán)是電壓環(huán)和無功功率環(huán)，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，控制器的輸入為Udc和無功功率Q，Udc參考值U*dc設(shè)為5 kV。MMC對Q進(jìn)行控制，能夠起到動(dòng)態(tài)補(bǔ)償交流側(cè)Q的作用[20]，為簡化研究，將Q參考值Q*設(shè)為零。輸出三相虛擬電動(dòng)勢ej （j=a， b， c）。在此基礎(chǔ)上，將ej加上一個(gè)修正量，實(shí)現(xiàn)對橋臂電壓的控制。最終控制器輸出MMC三相調(diào)制電壓ej_ref （j=a， b， c），結(jié)合NLM算法和電容電壓均衡策略最終對MMC進(jìn)行控制?？刂破髦苯訉﹄娏鬟M(jìn)行控制，因而能夠獲得高品質(zhì)的電流響應(yīng)。

3 MMC-MVDC仿真建模和分析

在對MMC主電路以及控制策略分析的基礎(chǔ)上，建立如圖7所示的MMC-MVDC仿真模型，包括原動(dòng)機(jī)模型[21]、發(fā)電機(jī)模型[22]、變壓器模型、MMC模型和測試負(fù)載。圖7中：P1為系統(tǒng)有功功率;P、N為直流電壓輸入端口;P為功率計(jì)算模塊計(jì)算出的

圖7

MMC-MVDC仿真模型

有功功率。

發(fā)電機(jī)額定功率36 MW，相電壓峰值4.1 kV，頻率240 Hz;變壓器變比4 100∶2 250，額定轉(zhuǎn)速3 600 r/min;MMC模型采用上一節(jié)計(jì)算的參數(shù)。建模的具體參數(shù)見表1。

表1

MMC-MVDC建模參數(shù)

3.1 MMC對發(fā)電機(jī)影響仿真分析

為研究MMC對交流側(cè)發(fā)電機(jī)的影響，將測試負(fù)載設(shè)置為36 MW的感性負(fù)載，使系統(tǒng)工作在額定功率下，仿真結(jié)果見圖8。

a）直流側(cè)電壓

b）交流側(cè)電壓

c）交流側(cè)電流

圖8

額定功率運(yùn)行時(shí)MMC電壓

電流波形

圖8a）是MMC直流側(cè)電壓波形，從圖中可以看出，穩(wěn)態(tài)時(shí)直流電壓在5 kV上下波動(dòng)，且紋波因數(shù)僅為0.5%，完全滿足直流電網(wǎng)的要求。圖8b）和8c）是MMC交流側(cè)電壓和電流波形，諧波失真（THD）率分別是0.13%和0.14%，基本沒有波形畸變，這表明MMC對交流側(cè)發(fā)電機(jī)的負(fù)面影響很小。

3.2 MMC-MVDC模型在不同負(fù)載下仿真分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證所搭建模型的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特

性，對MMC-MVDC模型在不同負(fù)載下的性能表現(xiàn)進(jìn)行仿真分析。開始時(shí)，系統(tǒng)連接功率為9 MW的阻性負(fù)載啟動(dòng);在0.1 s時(shí)，負(fù)載突變?yōu)?8 MW的感性負(fù)載;在0.2 s時(shí)，滿載運(yùn)行，負(fù)載為36 MW的感性負(fù)載。仿真結(jié)果見圖9。

a）交流側(cè)電壓

b）交流側(cè)電流

c）直流側(cè)電壓

d）直流側(cè)電流

e）MMC輸入、輸出有功功率

圖9

MMC-MVDC電壓、電流、功率仿真波形

圖9a）是交流側(cè)輸入的三相電壓波形，由圖可知MMC對發(fā)電機(jī)發(fā)出的交流電壓基本無影響。圖

9b）顯示，交流側(cè)三相電流隨著負(fù)載功率的增加而增大。圖9c）是直流側(cè)的電壓波形，可以看到：直流電壓達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)穩(wěn)定在5 000 V;隨著負(fù)載增加，紋波電壓略有增大，但是均保持在±12.5 V之內(nèi);在0.1 s負(fù)載突變時(shí)，直流電壓波動(dòng)小于80 V;在0.2 s時(shí)，電壓波動(dòng)小于150 V，滿足船舶MVDC電力系統(tǒng)母線電壓4 500～5 500 V的限制[6]。圖9d）是直流側(cè)的電流波形。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，MMC-MVDC仿真模型無論是動(dòng)態(tài)特性還是穩(wěn)態(tài)特性均滿足船舶MVDC電力系統(tǒng)的要求。圖9e）是交流側(cè)輸入的有功功率和直流側(cè)輸出的有功功率，經(jīng)計(jì)算，在前0.2 s，MMC的效率在98%以上，但是當(dāng)系統(tǒng)滿載運(yùn)行時(shí)，效率卻降到了93%，MMC的損耗率高達(dá)7%，在高壓系統(tǒng)中這一損耗率僅為1%[13]，可見在36 MW和5 kV的工況下，雖然MMC的電壓電流和動(dòng)態(tài)響應(yīng)均能滿足電網(wǎng)要求，但是存在效率過低的問題。

3.3 MMC損耗分析

為對MMC的損耗進(jìn)行分析，用下式進(jìn)行損耗估算：

Ploss=3N（λIrms）2RIGBT+NIout2RIGBT

（4）

式中：Irms是交流側(cè)電流的有效值;λ是損耗因數(shù)，與MMC的控制策略有關(guān)，經(jīng)試驗(yàn)研究，MMC-MVDC模型中λ=0.592。在36 MW和5 kV的工況下，N=20，RIGBT=0.001 Ω，Irms=8.49 kA，Iout=7.20 kA，因此Ploss=2.52 MW。在仿真試驗(yàn)中，實(shí)際損耗為2.55 MW，與計(jì)算結(jié)果基本相等。

從式（4）可以看出，MMC的效率受流經(jīng)MMC電流的影響。為驗(yàn)證猜想的正確性，接下來研究在不同直流電壓等級下MMC-MVDC模型的性能。

4 不同直流電壓等級下MMC-MVDC模型的性能

針對船舶MVDC電力系統(tǒng)母線電壓的要求，文獻(xiàn)[5]中給出1～35 kV的7個(gè)電壓等級。本文選取5， 6， 12， 18， 24， 30 kV等6個(gè)電壓等級進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果見表2，MMC的效率見圖10。

表2

不同直流電壓等級下MMC-MVDC模型的特性

由表2可以看出，在不同直流電壓等級下，MMC的輸出直流電壓紋波因數(shù)均小于1%，說明直流側(cè)電壓的高低對紋波影響較小。隨著電壓等級的升高，需要調(diào)節(jié)變壓器的變比，使得MMC交流側(cè)電壓滿足式（1）的要求。同時(shí)，隨著MMC交流側(cè)電壓的升高，交流側(cè)電流降低，并且MMC的效率顯著提高，當(dāng)直流側(cè)電壓大于18 kV后，MMC效率達(dá)到99%以上。

圖10

不同直流電壓等級下MMC效率

圖10是在不同直流電壓等級下，根據(jù)式（4）計(jì)算得到的MMC效率和通過仿真得到的MMC效率曲線圖。兩條曲線基本吻合，證明式（4）能夠?qū)MC的損耗進(jìn)行合理估算。同時(shí)可以看到，MMC效率隨著直流電壓的升高而升高，容易得到MMC

的損耗與流經(jīng)MMC的電流的平方成正比。

5 結(jié)束語

針對船舶中壓直流（MVDC）電力系統(tǒng)，設(shè)計(jì)了功率為36 MW的MMC-MVDC模型，提出了空間矢量控制與橋臂電壓控制相結(jié)合的控制策略。通過MATLAB進(jìn)行仿真，驗(yàn)證了模型和控制算法的有效性。提出了MMC的損耗估算公式，研究了模型在不同直流電壓等級下的性能，結(jié)果表明估算公式的誤差不超過1%。進(jìn)一步的研究方向?yàn)椋海?）在MMC子模塊最大功率受限的情況下，設(shè)計(jì)出適合大功率船舶MVDC電力系統(tǒng)的MMC模型;（2）在直流電壓等級較低的情況下，提高M(jìn)MC的效率。

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