基于脈寬調(diào)制的軟開(kāi)關(guān)等離子揚(yáng)聲器

吳子博,王鈺戈,田 昊,于生寶

0 引 言

揚(yáng)聲器是將電信號(hào)轉(zhuǎn)換成為聲信號(hào)的裝置,傳統(tǒng)揚(yáng)聲器由線圈、磁鐵和振膜等組成。由放大器輸出大小不等的電流(交流電),通過(guò)磁場(chǎng)的作用使線圈移動(dòng),線圈連接在振膜上帶動(dòng)振膜振動(dòng),再由振膜的振動(dòng)推動(dòng)空氣,從而發(fā)出聲音。然而,由于每種振膜都有自身的諧振頻率,不可避免地使發(fā)出聲音的幅頻特性變差 音頻信號(hào)中頻率與振膜諧振頻率接近的成分最強(qiáng),而那些遠(yuǎn)離諧振頻率的成分將衰減。等離子揚(yáng)聲器最大的特點(diǎn)就是克服了這一弊病,其工作原理是改變電弧放電時(shí)電弧中電流大小,從而改變電弧的截面直徑,即粗細(xì)程度[1]。粗細(xì)程度表現(xiàn)了空氣不同的膨脹程度,即等離子揚(yáng)聲器通過(guò)改變電弧中電流大小,從而使空氣振動(dòng)發(fā)聲。等離子揚(yáng)聲器發(fā)出的聲音中沒(méi)有了力學(xué)失真和各種聲學(xué)共振,因此,具有其他類型揚(yáng)聲器達(dá)不到的中頻和高頻段的聲重放質(zhì)量[2]。這是因?yàn)榈入x子揚(yáng)聲器相比于傳統(tǒng)揚(yáng)聲器沒(méi)有振膜等振動(dòng)系統(tǒng),只存在等離子區(qū)內(nèi)的空氣容積振動(dòng)。由于無(wú)諧振、共振等干擾,且具有良好的瞬態(tài)和高頻特性,所以具有更自然逼真的放音特效。

現(xiàn)階段等離子揚(yáng)聲器應(yīng)用于許多高端音響的高頻揚(yáng)聲器單元,在家庭和音樂(lè)廳中也具有良好的應(yīng)用前景。1899年,英國(guó)人Phizik William Duddell發(fā)明了等離子揚(yáng)聲器,這種等離子揚(yáng)聲器采用LC諧振電路調(diào)制電弧,電弧會(huì)產(chǎn)生些許音質(zhì)變化,但無(wú)法產(chǎn)生音樂(lè)。2007年Acapella公司利用高壓電振蕩幅度調(diào)制產(chǎn)生電暈放電[3],但此辦法會(huì)產(chǎn)生大功率的輻射干擾,而且影響電極與電子管的使用壽命。在不久前,俄羅斯的Viger-audio產(chǎn)品通過(guò)了試驗(yàn)并開(kāi)始生產(chǎn),該產(chǎn)品可在不同的使用條件下工作,并表現(xiàn)出了很高的可靠性。目前,在我國(guó)開(kāi)關(guān)調(diào)制的主流辦法是ZVS(Zero Voltage Switch)[4-6]方法以及脈寬調(diào)制法[7,8]。筆者綜合考慮各公司產(chǎn)品性能,以及各產(chǎn)品所對(duì)應(yīng)的原理,提出了基于PWM(Pulse-Width Modulation)的小功率電路,可更高效調(diào)節(jié)電弧脈沖,減小功率損耗,提高電極和電子管使用壽命的同時(shí)還獲得了更優(yōu)秀的音質(zhì)。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,該設(shè)計(jì)方案具有良好的性能優(yōu)勢(shì)以及產(chǎn)品化優(yōu)勢(shì)。

1 設(shè)計(jì)原理

1.1 脈寬調(diào)制控制模式

脈寬調(diào)制技術(shù)通過(guò)對(duì)逆變電路開(kāi)關(guān)的通斷控制實(shí)現(xiàn)對(duì)模擬電路的控制。脈寬調(diào)制技術(shù)的輸出波形是一系列大小相等的脈沖,用于替代實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中所需的波形。以正弦波為例,脈寬調(diào)制使這一系列脈沖的等值電壓為正弦波,并且輸出脈沖盡量平滑且具有較少的低次諧波。根據(jù)不同的需求,可對(duì)各脈沖寬度進(jìn)行相應(yīng)調(diào)整,以改變輸出電壓或輸出頻率,進(jìn)而達(dá)到對(duì)模擬電路的控制,其原理如圖1所示。

相比于用單片機(jī)輸出PWM波作為開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)[9],目前主流等離子揚(yáng)聲器采用TL494芯片作為PWM波發(fā)生器,其控制方式更簡(jiǎn)單,輸出電流能力更強(qiáng),其控制電路如圖2所示。

圖1 脈寬調(diào)制原理圖Fig.1 Pulse width modulation schematic diagram

圖2 PWM控制電路Fig.2 PWM control circuit

其中電位器R1和電容C1決定了輸出PWM波的頻率R調(diào)節(jié)未接入音頻信號(hào)前PWM的占2空比,接入音頻信號(hào)后,TL494死區(qū)電壓受音頻信號(hào)幅度的影響發(fā)生變化,從而使輸出PWM波的占空比不斷變化,即高低電平寬度發(fā)生變化,而當(dāng)M1管電壓VGS＞VTN時(shí),處于導(dǎo)通狀態(tài)。其中VGS為M1管柵極與源極間的電位差,VTN代表M1管的開(kāi)啟電壓。由于M1管源極接地,即VS=0,故而滿足VG＞VTN即可。即柵極電壓大于開(kāi)啟電壓時(shí),M1管導(dǎo)通,否則M1管處于截止?fàn)顟B(tài)?？梢?jiàn),PWM波占空比會(huì)直接影響開(kāi)關(guān)管M1導(dǎo)通和截止時(shí)間,進(jìn)一步控制拉弧效應(yīng),使電弧的截面直徑發(fā)生變化,從而導(dǎo)致周圍空氣振動(dòng)發(fā)聲。在PWM脈寬調(diào)制方案下,電源提供的功率較小,安全性較高,但其低功率會(huì)影響最后揚(yáng)聲器輸出的音量。可利用場(chǎng)效應(yīng)管代替IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),不僅減少成本,還可降低開(kāi)關(guān)管熱效應(yīng)。但由于其采用硬開(kāi)關(guān)方式,開(kāi)關(guān)損耗較大,電源效率較低,開(kāi)關(guān)管發(fā)熱較為嚴(yán)重,同時(shí)TL494作為調(diào)制芯片會(huì)引入額外噪聲,并且直接用TL494輸出的PWM波驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管時(shí),其驅(qū)動(dòng)能力接近飽和,容易使PWM波失真,從而影響音質(zhì)。

圖3 ZVS控制電路Fig.3 ZVScontrol circuit

1.2 零電壓開(kāi)關(guān)軟開(kāi)關(guān)方式

PWM開(kāi)關(guān)電源按硬開(kāi)關(guān)模式工作,即開(kāi)/關(guān)過(guò)程中電壓下降/上升和電流上升/下降波形有交疊,因而開(kāi)關(guān)損耗大。高頻化雖可縮小體積重量,但增加了開(kāi)關(guān)損耗。為此,必須研究開(kāi)關(guān)電壓/電流波形不交疊技術(shù),即所謂零電壓開(kāi)關(guān)/零電流開(kāi)關(guān)(ZCS:Zero Current Switch)技術(shù),或稱軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。小功率軟開(kāi)關(guān)電源效率可提高80%～85%。由于其極高的電源效率,大功率等離子揚(yáng)聲器的制作大多采取該方案,使MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)管以軟開(kāi)關(guān)的方式工作[10],工作效率更高,能產(chǎn)生更粗更長(zhǎng)的電弧,其原理如圖3所示。

電源電壓通過(guò)限流電阻直接加在兩個(gè)N溝道MOS管的柵極上,由于兩個(gè)電阻的微小差異和兩個(gè)MOS管結(jié)電容的微小差異,有一個(gè)MOS管先導(dǎo)通。假設(shè)上管先導(dǎo)通,則有

其中VGS1為M1管柵極與源極的電位差,VTN1為M1管的開(kāi)啟電壓。此時(shí)電流流過(guò)電感經(jīng)過(guò)上管接地,由于導(dǎo)通阻抗(開(kāi)關(guān)管也不是理想的導(dǎo)體,有一定電阻)非常小,所以漏極電壓幾乎為0,即VD=0;此時(shí),快恢復(fù)二極管(Fast diode)D3負(fù)極正好接在上管的漏極處,漏極的電壓近似為0,所以二極管正偏導(dǎo)通;負(fù)極所接處是下管的柵極,下管柵極結(jié)電容電流全部流到地,柵極電壓迅速降為0。當(dāng)M2管柵極與源極的電位差小于開(kāi)啟電壓時(shí),M2管由開(kāi)始的半開(kāi)通變?yōu)榻刂?即

其中VGS2為M2管柵極與源極的電位差,VTN2為M2管的開(kāi)啟電壓。與初級(jí)線圈并聯(lián)的電容起諧振作用,電路剛上電時(shí)便對(duì)其進(jìn)行充電,上管漏極電壓降到0的過(guò)程中,電容放電,對(duì)電感充電(指初級(jí)繞組,此處可等效為電感)。由于電感的續(xù)流作用,電感對(duì)電容的另一端充電,電容另一端又對(duì)電感放電。本來(lái)振蕩應(yīng)持續(xù)下去,但在電容另一端完全放電后,原上管的電壓是0,但又被電感充電后,下管柵極恢復(fù)了供電,下管導(dǎo)通。反觀下管漏極,電壓近似降到0,另一個(gè)快恢復(fù)二極管導(dǎo)通,將原導(dǎo)通的上管柵極電壓拉低,上管截止。這就完成了一次振蕩周期。

ZVS的振蕩頻率由變壓器初級(jí)電感和跨接在初級(jí)兩端的電容決定

其中f為頻率,單位Hz;L為初級(jí)電感值,單位H;C為諧振電容值,單位F。

零電壓開(kāi)關(guān)是軟開(kāi)關(guān),開(kāi)關(guān)損耗小,有利于提高電路工作效率。整個(gè)電路不使用有源器件,因而不引入溫度漂移、時(shí)間漂移等干擾。但其電流大,功率高,導(dǎo)致IGBT發(fā)熱嚴(yán)重,若想使電路長(zhǎng)時(shí)間穩(wěn)定工作,則需加入額外的冷卻裝置,這不僅增大了整個(gè)產(chǎn)品的體積,還提高了產(chǎn)品的成本;大電流導(dǎo)致其擊穿空氣電弧強(qiáng)度高,輻射功率強(qiáng),對(duì)周圍電子產(chǎn)品產(chǎn)生嚴(yán)重影響;從安全角度講,由于該ZVS電路輸入功率高,故使用時(shí)的安全性較差。

2 基于PWM脈寬調(diào)制的軟開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)

筆者從功率、安全性和效率等角度出發(fā),在PWM脈寬調(diào)制方案上做出改進(jìn),其原理如圖4所示。

圖4 電路設(shè)計(jì)Fig.4 Circuit design

該設(shè)計(jì)主要對(duì)驅(qū)動(dòng)電路和開(kāi)關(guān)電路進(jìn)行改進(jìn)。一個(gè)好的MOS管驅(qū)動(dòng)電路有以下要求:

1)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬時(shí),驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)能提供足夠大的充電電流,使MOSFET柵源極間電壓迅速上升到所需值,保證開(kāi)關(guān)管能快速開(kāi)通且不存在上升沿的高頻振蕩;

2)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間,驅(qū)動(dòng)電路能保證MOSFET柵源極間電壓保持穩(wěn)定且可靠導(dǎo)通;

3)關(guān)斷瞬間,驅(qū)動(dòng)電路能提供一個(gè)盡可能低阻抗的通路供MOSFET柵源極間電容電壓的快速泄放,保證開(kāi)關(guān)管能快速關(guān)斷;

4)驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠,損耗小;

5)根據(jù)實(shí)際情況施加隔離。

綜合考慮以上各點(diǎn),實(shí)際選用IR2110芯片構(gòu)建MOS管驅(qū)動(dòng)電路。

美國(guó)IR公司生產(chǎn)的IR2110驅(qū)動(dòng)器兼有光耦隔離體積小和電磁隔離速度快的優(yōu)點(diǎn);工作頻率高達(dá)500 kHz;開(kāi)通、關(guān)斷延遲小,分別為120 ns和94 ns;供電電壓范圍寬,3.3 V～20 V均可供電,不需為其做額外的電平轉(zhuǎn)換;芯片內(nèi)部的圖騰柱輸出峰值電流為2 A,完全可將MOS管導(dǎo)通。

圖騰柱驅(qū)動(dòng)電路實(shí)際上是一個(gè)N溝道三極管和一個(gè)P溝道三極管構(gòu)成的電流放大電路,這種驅(qū)動(dòng)電路作用在于提升輸出電流能力,迅速完成對(duì)柵極輸入電容的充電過(guò)程。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)增加了導(dǎo)通所需時(shí)間,但是減少了關(guān)斷時(shí)間,開(kāi)關(guān)管能快速開(kāi)通且避免上升沿的高頻振蕩。同時(shí)該結(jié)構(gòu)外圍電路十分簡(jiǎn)單,有利于降低損耗和減小產(chǎn)品體積。

由N溝道MOS管(M2)和P溝道MOS管(M1)共同構(gòu)成半橋電路,在增大電源效率的同時(shí)也減小了開(kāi)關(guān)管的熱效應(yīng),增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性。其中二極管D1和電阻R1加速放電過(guò)程,從而避免共振,電容C1與C2起抗干擾作用,增強(qiáng)了電路的抗干擾能力。電路工作原理如下。

當(dāng)IR2110輸出的PWM波為低電平時(shí),M2管處于截止?fàn)顟B(tài),即

而M1管柵極電壓與其源極電壓相同,均為電源電壓,故有

而M1管屬于P溝道增強(qiáng)型MOS管,故此時(shí)M1管處于導(dǎo)通狀態(tài),初級(jí)線圈兩端出現(xiàn)壓差,次級(jí)線圈兩端產(chǎn)生高壓將空氣擊穿產(chǎn)生電弧。

當(dāng)輸出的PWM波為高電平時(shí),M2管柵極電壓為高電平,源極電壓為低電平,故有

M2管處于導(dǎo)通狀態(tài)。M2管導(dǎo)通后,相當(dāng)于初級(jí)線圈兩端短接,電位差幾乎為0,故而次級(jí)線圈兩端電壓小,無(wú)法產(chǎn)生電弧。這是半橋工作的一個(gè)周期。

筆者提出的方案,將PWM單管推挽方案改為軟開(kāi)關(guān)方式,減小了開(kāi)關(guān)損耗,提高了電源效率,增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性和抗干擾能力,同時(shí)降低了拉弧后輸出PWM波的失真度,提高了音質(zhì)。相比于ZVS開(kāi)關(guān)方案,降低了功率,提高了電路的安全性,縮小了電路體積同時(shí)降低了所需成本,減小了開(kāi)關(guān)管工作時(shí)的熱效應(yīng),同時(shí)也提高了電路的穩(wěn)定性和抗干擾能力。

綜上所述,與之前兩種方案相比,筆者提出的基于PWM的軟開(kāi)關(guān)半橋推挽控制方式,從功率、效率、保真度和發(fā)聲性能方面更具優(yōu)勢(shì),同時(shí)從產(chǎn)品化的角度考慮,此方式成本低,結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,安全性高,穩(wěn)定性好,因此具有很大的發(fā)展?jié)摿Α?/p>

3 實(shí)際測(cè)試結(jié)果分析

3.1 電路功率及效率測(cè)試

在放電尖端間距相同的情況下,分別測(cè)量3種方案的電源輸出電壓、電流以及開(kāi)關(guān)管的表面溫度。測(cè)試中使用型號(hào)為GPS-3303C的電源,可直接顯示輸出電壓與電流。分別讀取等離子揚(yáng)聲器正常工作時(shí)電源的輸出電壓與電流,正常工作1 min后再用型號(hào)為GDM-8261A數(shù)字萬(wàn)用表分別測(cè)量開(kāi)關(guān)管表面溫度,測(cè)試結(jié)果如表1所示。

表1 實(shí)際測(cè)試數(shù)據(jù)Tab.1 Actual test data

在ZVS開(kāi)關(guān)方案中,開(kāi)關(guān)管選擇IRF260;在PWM單管方案中,開(kāi)關(guān)管選擇IRF540;在筆者的方案中,開(kāi)關(guān)管選擇IRF540和IRF9540,實(shí)際測(cè)試IRF540和IRF9540表面溫度分別為58℃和50℃。

由于對(duì)實(shí)際功率進(jìn)行檢測(cè)十分困難[11],故用電源功率對(duì)實(shí)際功率進(jìn)行度量

在ZVS開(kāi)關(guān)方案下,電源功率高達(dá)60 W,開(kāi)關(guān)管表面溫度很高,不利于電路的安全性和穩(wěn)定性,需外加散熱或冷卻裝置,使成本大幅提高,不利于產(chǎn)品化;電弧長(zhǎng)度雖為1.5 cm,但其截面積明顯增大。對(duì)比PWM單管方案與筆者方案可見(jiàn),筆者方案在電弧長(zhǎng)度相同的情況下功率僅有12 W,遠(yuǎn)小于PWM單管方案下的36 W,減小了開(kāi)關(guān)損耗,提高了電路效率,開(kāi)關(guān)管表面溫度也大幅度降低,電路的穩(wěn)定性更強(qiáng),安全性更高?？梢?jiàn),采用筆者提出的半橋電路PWM軟開(kāi)關(guān)控制方式明顯改進(jìn)了電路的各項(xiàng)性能指標(biāo)。

3.2 失真度測(cè)試

ZVS開(kāi)關(guān)方案。電路正常工作時(shí),驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管開(kāi)斷的波形如圖5所示,相比于正常PWM波出現(xiàn)了極為明顯的失真。由于波形的上升和下降沿并不陡峭,會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和截止時(shí)間發(fā)生變化。

筆者的PWM軟開(kāi)關(guān)半橋推挽方案。在調(diào)至諧振頻率,未接高壓包的前級(jí)電路正常工作時(shí),控制開(kāi)關(guān)管的PWM波的波形如圖6所示。由圖6可見(jiàn),未接高壓包前,IR2110輸出了一個(gè)頻率為145.7 KHz的矩形波,用于控制開(kāi)關(guān)管的通斷。

在接入高壓后波形出現(xiàn)失真,且在上升沿處出現(xiàn)了明顯的尖脈沖,使揚(yáng)聲器發(fā)出的聲音混有些許尖銳噪音,而波形上升沿和下降沿依舊陡峭,即使高電平出現(xiàn)些許波動(dòng),也不會(huì)影響開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通和截止時(shí)間。

前級(jí)電路接入高壓包產(chǎn)生電弧后,驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的PWM波的波形如圖7所示。由圖7可見(jiàn),上述測(cè)試結(jié)果所用儀器為:GDS-2202A示波器;GPS-3303C電源;GDM-8261A數(shù)字萬(wàn)用表。

圖5 ZVS實(shí)測(cè)波形圖Fig.5 ZVSmeasured waveform diagram

圖6 PWM實(shí)測(cè)波形圖Fig.6 PWM measured waveform diagram

圖7 改進(jìn)設(shè)計(jì)實(shí)測(cè)波形圖Fig.7 Proposed design measured waveform diagram

4 結(jié) 語(yǔ)

筆者針對(duì)傳統(tǒng)等離子揚(yáng)聲器功率過(guò)高、發(fā)熱嚴(yán)重的問(wèn)題,提出了基于PWM的軟開(kāi)關(guān)等離子揚(yáng)聲器的設(shè)計(jì)方案。該方案首先在結(jié)構(gòu)上采用PWM,同時(shí)結(jié)合ZVS開(kāi)關(guān)技術(shù),在開(kāi)關(guān)電路處采用半橋推挽結(jié)構(gòu),將傳統(tǒng)的硬開(kāi)關(guān)模式改進(jìn)為軟開(kāi)關(guān)模式,降低了功率,提高了效率,解決了開(kāi)關(guān)管過(guò)熱的問(wèn)題,提高了整體電路的穩(wěn)定性和安全性。采用IR2110作為驅(qū)動(dòng)芯片,解決了脈寬調(diào)制中遇到的驅(qū)動(dòng)能力不足的問(wèn)題,降低了控制開(kāi)關(guān)管通斷波形的失真度,間接提高了音質(zhì)。筆者通過(guò)實(shí)際波形檢測(cè)和3種方案下的功率、效率的對(duì)比,證實(shí)了筆者方案在產(chǎn)品化方面的優(yōu)勢(shì)。下一步研究可在消除量化噪聲方面做出改進(jìn),解決紋波干擾,使音質(zhì)得到進(jìn)一步提高。

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